Въпросната микросхема принадлежи към списъка на най-разпространените и широко използвани интегрални електронни схеми. Неговият предшественик беше серията PWM контролери UC38xx от Unitrode. През 1999 г. тази компания беше закупена от Texas Instruments и оттогава започна разработването на линията от тези контролери, което доведе до създаването в началото на 2000-те. Чипове от серия TL494. В допълнение към вече споменатите по-горе UPS, те могат да бъдат намерени в регулатори на постоянно напрежение, управлявани задвижвания, меки стартери - с една дума, навсякъде, където се използва регулиране на PWM. Сред компаниите, клонирали този чип, са световноизвестни марки като Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Всички те предоставят подробно описание на продуктите си, така наречения лист с данни TL494CN.

Документация

Анализът на описанията на въпросния тип микросхема от различни производители показва практическата идентичност на неговите характеристики. Количеството информация, предоставена от различните компании, е почти еднакво. Освен това, листът с данни TL494CN от марки като Motorola, Inc и ON Semiconductor се възпроизвежда взаимно в тяхната структура, фигури, таблици и графики. Представянето на материала от Texas Instruments е малко по-различно от тях, но при внимателно проучване става ясно, че те се отнасят до идентичен продукт.

Предназначение на чипа TL494CN

Традиционно ще започнем нашето описание с предназначението и списъка на вътрешните устройства. Това е PWM контролер с фиксирана честота, предназначен предимно за използване в UPS, и съдържащ следните устройства: трионообразен генератор на напрежение (RVG); усилватели на грешки; източник на референтно напрежение +5 V; верига за настройка на "мъртво време"; изходни транзисторни ключове за ток до 500 mA; схема за избор на едно- или двутактов режим на работа.

Гранични параметри

Както всяка друга микросхема, описанието на TL494CN трябва задължително да съдържа списък с максимално допустими характеристики на производителност. Нека ги дадем на базата на данни от Motorola, Inc.: Захранващо напрежение: 42 V. Напрежение на колектора на изходния транзистор: 42 V. Колекторен ток на изходния транзистор: 500 mA. Диапазон на входното напрежение на усилвателя: от - 0,3 V до +42 V. Разсейване на мощност (при t< 45 °C): 1000 мВт. Диапазон температур хранения: от -55 до +125 °С. Диапазон рабочих температур окружающей среды: от 0 до +70 °С. Следует отметить, что параметр 7 для микросхемы TL494IN несколько шире: от -25 до +85 °С.

Дизайн на чипове

TL494CN Описание на руски език на терминалите на неговия корпус е показано на фигурата по-долу.

Микросхемата е поставена в пластмасов (това е обозначено с буквата N в края на нейното обозначение) 16-пинов корпус с щифтове тип PDP.

Външен вид на чипа

TL494CN: функционална диаграма

И така, задачата на тази микросхема е модулация на ширината на импулса (PWM или модулирана ширина на импулса (PWM)) на импулси на напрежение, генерирани както в регулирани, така и в нерегулирани UPS. В захранващите устройства от първия тип обхватът на продължителността на импулса като правило достига максималната възможна стойност (~ 48% за всеки изход в двутактни вериги, широко използвани за захранване на автомобилни аудио усилватели). Чипът TL494CN има общо 6 изходни пина, 4 от тях (1, 2, 15, 16) са входове към вътрешни усилватели на грешки, използвани за защита на UPS от токови и потенциални претоварвания. Пин #4 е входен сигнал от 0 до 3V за регулиране на работния цикъл на изхода на квадратна вълна, а #3 е изход за сравнение и може да се използва по няколко начина. Други 4 (номера 8, 9, 10, 11) са свободни колектори и емитери на транзистори с максимален допустим ток на натоварване 250 mA (в дългосрочен режим не повече от 200 mA). Те могат да бъдат свързани по двойки (9 с 10 и 8 с 11) за управление на мощни полеви транзистори (MOSFET транзистори) с максимално допустим ток 500 mA (не повече от 400 mA в непрекъснат режим).

Микросхемата има вграден източник на референтно напрежение (RES) +5 V (№ 14). Обикновено се използва като референтно напрежение (с точност ± 1%), подавано към входовете на вериги, които консумират не повече от 10 mA, например към пин 13 за избор на едно- или двуциклични режими на работа на микросхема: ако върху него има +5 V, се избира вторият режим, ако върху него има минус захранващо напрежение - първият. За регулиране на честотата на генератора на напрежение на рампата (RVG) се използват кондензатор и резистор, свързани съответно към щифтове 5 и 6. И, разбира се, микросхемата има щифтове за свързване на плюс и минус захранване (съответно номера 12 и 7) в диапазона от 7 до 42 V. От диаграмата може да се види, че има редица други вътрешни устройства в TL494CN. Описание на руски език на тяхното функционално предназначение ще бъде дадено по-долу, докато материалът е представен.

Функции на входния щифт

Точно като всяко друго електронно устройство. въпросната микросхема има свои собствени входове и изходи. Ще започнем с първите. Списък на тези щифтове TL494CN вече е даден по-горе. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.
Заключение 1
Това е положителният (неинвертиращ) вход на усилвател на грешка 1. Ако неговото напрежение е по-ниско от напрежението на пин 2, изходът на усилвател на грешка 1 ще бъде нисък. Ако е по-висока от тази на пин 2, сигналът на усилвателя на грешка 1 ще стане висок. Изходът на усилвателя по същество следва положителния вход, използвайки пин 2 като референтен. Функциите на усилвателите на грешки ще бъдат описани по-подробно по-долу.
Заключение 2
Това е отрицателният (инвертиращ) вход на усилвателя на грешка 1. Ако този щифт е по-висок от щифт 1, изходът на усилвателя на грешка 1 ще бъде нисък. Ако напрежението на този щифт е по-ниско от напрежението на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.
Заключение 15
Работи точно както # 2. Често вторият усилвател на грешка не се използва в TL494CN. Веригата за свързване в този случай съдържа щифт 15, просто свързан към 14 (референтно напрежение +5 V).
Заключение 16
Работи по същия начин като номер 1. Обикновено се свързва към общ номер 7, когато вторият усилвател на грешка не се използва. С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към общ, изходът на втория усилвател е нисък и следователно няма ефект върху работата на чипа.
Заключение 3
Този щифт и всеки вътрешен усилвател TL494CN са свързани заедно чрез диоди. Ако сигналът на изхода на който и да е от тях се промени от ниско на високо ниво, то при номер 3 също става високо. Когато сигналът на този щифт превиши 3,3 V, изходните импулси се изключват (нулев работен цикъл). Когато напрежението върху него е близо до 0 V, продължителността на импулса е максимална. Между 0 и 3,3 V ширината на импулса е от 50% до 0% (за всеки от изходите на PWM контролера - на изводи 9 и 10 в повечето устройства). Ако е необходимо, щифт 3 може да се използва като входен сигнал или може да се използва за осигуряване на затихване на скоростта на промяна на ширината на импулса. Ако напрежението на него е високо (> ~3.5V), няма как да стартира UPS на PWM контролера (няма да има импулси от него).
Заключение 4
Той контролира обхвата на работния цикъл на изходните импулси (на английски Dead-Time Control). Ако напрежението в него е близо до 0 V, микросхемата ще може да изведе както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса (която се определя от други входни сигнали). Ако към този щифт се приложи напрежение от около 1,5 V, ширината на изходния импулс ще бъде ограничена до 50% от максималната му ширина (или ~25% работен цикъл за режим на Push-pull PWM контролер). Ако напрежението е високо (>~3,5 V), няма начин да стартирате UPS на TL494CN. Неговата верига на свързване често съдържа № 4, свързан директно към земята. Важно е да запомните! Сигналът на пинове 3 и 4 трябва да е под ~3,3 V. Но какво се случва, ако е близо до, например, +5 V? Как ще се държи TL494CN тогава? Веригата на преобразувателя на напрежение върху него няма да генерира импулси, т.е. няма да има изходно напрежение от UPS.
Заключение 5
Служи за свързване на синхронизиращия кондензатор Ct, като вторият му контакт е свързан към маса. Стойностите на капацитета обикновено са между 0,01 µF и 0,1 µF. Промените в стойността на този компонент водят до промени в честотата на GPG и изходните импулси на PWM контролера. Обикновено се използват висококачествени кондензатори с много нисък температурен коефициент (с много малка промяна в капацитета с температура).
Заключение 6
За свързване на синхронизиращия резистор Rt, като вторият му контакт е свързан към земята. Стойностите на Rt и Ct определят честотата на FPG. f = 1,1: (Rt x Ct).
Заключение 7
Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.
Заключение 12
Обозначава се с буквите VCC. Свързва се към “плюса” на захранването TL494CN. Веригата му за свързване обикновено съдържа № 12, свързан към превключвателя на захранването. Много UPS използват този щифт за включване и изключване на захранването (и самия UPS). Ако върху него има +12 V и № 7 е заземен, микросхемите GPN и ION ще работят.
Заключение 13
Това е въвеждането на работния режим. Неговото функциониране е описано по-горе.

Функции на изходния щифт

Те също бяха изброени по-горе за TL494CN. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.
Заключение 8
Този чип има 2 NPN транзистора, които са неговите изходни ключове. Този щифт е колекторът на транзистор 1, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (12 V). Въпреки това, в схемите на някои устройства той се използва като изход и можете да видите квадратна вълна на него (както на № 11).
Заключение 9
Това е емитерът на транзистор 1. Той задвижва силовия транзистор на UPS (FET в повечето случаи) в двутактна верига, директно или чрез междинен транзистор.
Заключение 10
Това е емитерът на транзистор 2. В едноцикличен режим сигналът на него е същият като на № 9. В режим на издърпване сигналите на № 9 и 10 са противофазни, т.е. когато нивото на сигнала е висока при едната, след това е ниска при другата и обратно. В повечето устройства сигналите от емитерите на изходните транзисторни превключватели на въпросната микросхема управляват мощни транзистори с полеви ефекти, които се включват, когато напрежението на изводи 9 и 10 е високо (над ~ 3,5 V, но не в по какъвто и да е начин свързан с нивото от 3,3 V при № № 3 и 4).
Заключение 11
Това е колекторът на транзистора 2, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (+12 V). Забележка: В устройства, базирани на TL494CN, неговата верига за свързване може да съдържа както колектори, така и емитери на транзистори 1 и 2 като изходи на PWM контролера, въпреки че втората опция е по-често срещана. Има обаче варианти кога точно пинове 8 и 11 са изходи. Ако намерите малък трансформатор във веригата между микросхемата и транзисторите с полеви ефекти, изходният сигнал най-вероятно се взема от тях (от колекторите).
Заключение 14
Това е ION изходът, също описан по-горе.

Принцип на действие

Как работи чипът TL494CN? Ще дадем описание на това как работи въз основа на материали от Motorola, Inc. Изходът за широчинно-импулсна модулация се постига чрез сравняване на положителния наклонен сигнал от кондензатора Ct с всеки от двата управляващи сигнала. NOR логическите вериги управляват изходните транзистори Q1 и Q2, отваряйки ги само когато сигналът на тактовия вход (C1) на тригера (вижте функционалната диаграма на TL494CN) стане нисък. По този начин, ако входът C1 на тригера е на едно логическо ниво, тогава изходните транзистори са затворени и в двата режима на работа: едноцикличен и двутактен. Ако на този вход има тактов сигнал, тогава в режим push-pull транзисторните превключватели се отварят един по един, когато прекъсването на тактовия импулс достигне до тригера. В еднопосочен режим не се използва тригер и двата изходни ключа се отварят синхронно. Това отворено състояние (и в двата режима) е възможно само в тази част от периода на GPG, когато трионообразното напрежение е по-голямо от управляващите сигнали. По този начин увеличаването или намаляването на стойността на управляващия сигнал предизвиква съответно линейно увеличение или намаляване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата. Напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешки или входът на сигнала за обратна връзка от пин 3 могат да се използват като управляващи сигнали.

(не TDA1555, но по-сериозни микросхеми) изискват захранване с биполярно захранване. И трудността тук възниква не в самия UMZCH, а в устройството, което би увеличило напрежението до необходимото ниво, прехвърляйки добър ток към товара. Този преобразувател е най-тежката част от домашен усилвател за кола. Въпреки това, ако следвате всички препоръки, ще можете да съберете доказан PN, като използвате тази схема, чиято диаграма е дадена по-долу. За да го увеличите, щракнете върху него.

Основата на преобразувателя е импулсен генератор, изграден върху специализирана широко разпространена микросхема. Честотата на генериране се задава от стойността на резистора R3. Можете да го промените, за да постигнете най-добра стабилност и ефективност. Нека разгледаме по-отблизо дизайна на контролния чип TL494.

Параметри на чипа TL494

Upp.chip (пин 12) - Upp.min=9V; Упит.max=40V
Допустимо напрежение на входа DA1, DA2 не повече от Upit/2
Допустими параметри на изходните транзистори Q1, Q2:
Uus по-малко от 1,3 V;
Uke по-малко от 40V;
Ik.max по-малко от 250mA
Остатъчното напрежение колектор-емитер на изходните транзистори е не повече от 1.3V.
Консумирах от микросхемата - 10-12mA
Допустимо разсейване на мощност:
0.8W при околна температура +25C;
0.3W при околна температура +70C.
Честотата на вградения референтен осцилатор е не повече от 100 kHz.

• трион генератор на напрежение DA6; честотата се определя от стойностите на резистора и кондензатора, свързани към 5-ия и 6-ия щифт;
• стабилизиран източник на референтно напрежение DA5 с външен изход (пин 14);
• усилвател за грешка на напрежението DA3;
• усилвател на грешка за токоограничителен сигнал DA4;
• два изходни транзистора VT1 и VT2 с отворени колектори и емитери;
• компаратор на мъртва зона DA1;
• компаратор PWM DA2;
• динамичен двутактен D-тригер в режим на разделяне на честотата на 2 - DD2;
• спомагателни логически елементи DD1 (2-ИЛИ), DD3 (2ND), DD4 (2ND), DD5 (2-ИЛИ-НЕ), DD6 (2-ИЛИ-НЕ), DD7 (НЕ);
• източник на постоянно напрежение с оценка 0,1B DA7;
• DC източник с номинална стойност 0,7 mA DA8.

Контролната верига ще започне, ако към щифт 12 се приложи някакво захранващо напрежение, чието ниво е в диапазона от +7 до +40 V. pinout на чипа TL494 е на снимката по-долу:

Полевите транзистори IRFZ44N люлеят товара (силов трансформатор). Индуктор L1 е навит на феритен пръстен с диаметър 2 cm от компютърно захранване. Съдържа 10 навивки от двойна тел с диаметър 1 mm, които са разпределени по целия пръстен. Ако нямате пръстен, можете да го навиете на феритен прът с диаметър 8 mm и дължина няколко сантиметра (не е критично). Чертеж на дъска във формат Lay - изтегляне в .

Предупреждаваме ви, роботизираната способност на преобразувателния блок зависи до голяма степен от правилното производство на трансформатора. Навит е на феритен пръстен 2000NM с размери 40*25*11 мм. Първо трябва да закръглите всички краища с пила и да я увиете с ленена лента. Първичната намотка се навива със сноп, който се състои от 5 ядра с дебелина 0,7 mm и съдържа 2 * 6 оборота, т.е. 12. Навива се така: вземаме едно ядро ​​и го навиваме с 6 оборота, равномерно разпределени около пръстена, след това навиваме следващия близо до първия и така 5 ядра Проводниците са усукани на клемите. След това върху безжичната част на пръстена започваме да навиваме втората половина на първичната намотка по същия начин. Получаваме две еднакви намотки. След това увиваме пръстена с електрическа лента и навиваме вторичната намотка с 1,5 мм жица 2 * 18 оборота по същия начин като първичната. За да сте сигурни, че нищо не изгаря по време на първото стартиране, трябва да включите първичния трансформатор през лампа от 40-60 W през резистори от 100 Ohm във всяко рамо и всичко ще бръмчи дори при случайни грешки. Малко допълнение: има малък дефект във веригата на филтърния блок; частите c19 r22 трябва да бъдат сменени, тъй като при завъртане на фазата на осцилоскопа се появява затихване на амплитудата на сигнала. Като цяло, този повишаващ преобразувател на напрежение може безопасно да се препоръча за повторение, тъй като вече е успешно сглобен от много радиолюбители.

Въпросната микросхема принадлежи към списъка на най-разпространените и широко използвани интегрални електронни схеми. Неговият предшественик беше серията PWM контролери UC38xx от Unitrode. През 1999 г. тази компания беше закупена от Texas Instruments и оттогава започна разработването на линията от тези контролери, което доведе до създаването в началото на 2000-те. Чипове от серия TL494. В допълнение към вече споменатите по-горе UPS, те могат да бъдат намерени в регулатори на постоянно напрежение, управлявани задвижвания, меки стартери - с една дума, навсякъде, където се използва регулиране на PWM.

Сред компаниите, клонирали този чип, са световноизвестни марки като Motorola, Inc, International Rectifier, Fairchild Semiconductor, ON Semiconductor. Всички те предоставят подробно описание на продуктите си, така наречения лист с данни TL494CN.

Документация

Анализът на описанията на въпросния тип микросхема от различни производители показва практическата идентичност на неговите характеристики. Количеството информация, предоставена от различните компании, е почти еднакво. Освен това, листът с данни TL494CN от марки като Motorola, Inc и ON Semiconductor се възпроизвежда взаимно в тяхната структура, фигури, таблици и графики. Представянето на материала от Texas Instruments е малко по-различно от тях, но при внимателно проучване става ясно, че те се отнасят до идентичен продукт.

Предназначение на чипа TL494CN

Традиционно ще започнем нашето описание с предназначението и списъка на вътрешните устройства. Това е PWM контролер с фиксирана честота, предназначен предимно за UPS приложения, съдържащ следните устройства:

• трионообразен генератор на напрежение (RPG);
• усилватели на грешки;
• източник на референтно напрежение +5 V;
• верига за настройка на "мъртво време";
• изходен ток до 500 mA;
• схема за избор на едно- или двутактов режим на работа.

Гранични параметри

Както всяка друга микросхема, описанието на TL494CN трябва задължително да съдържа списък с максимално допустими характеристики на производителност. Нека ги дадем въз основа на данни от Motorola, Inc:

1. Захранващо напрежение: 42 V.
2. Колекторно напрежение на изходния транзистор: 42 V.
3. Изходен транзистор колекторен ток: 500 mA.
4. Диапазон на входното напрежение на усилвателя: - 0,3 V до +42 V.
5. Разсейване на мощност (при t< 45 °C): 1000 мВт.
6. Температурен диапазон на съхранение: от -55 до +125 °C.
7. Диапазон на работна околна температура: от 0 до +70 °C.

Трябва да се отбележи, че параметър 7 за чипа TL494IN е малко по-широк: от -25 до +85 °C.

Дизайн на чип TL494CN

Описание на руски език на заключенията на неговия корпус е показано на фигурата по-долу.

Микросхемата е поставена в пластмасов (това е обозначено с буквата N в края на нейното обозначение) 16-пинов корпус с щифтове тип PDP.

Външният му вид е показан на снимката по-долу.

TL494CN: функционална диаграма

И така, задачата на тази микросхема е модулация на ширината на импулса (PWM или модулирана ширина на импулса (PWM)) на импулси на напрежение, генерирани както в регулирани, така и в нерегулирани UPS. В захранващите устройства от първия тип обхватът на продължителността на импулса като правило достига максималната възможна стойност (~ 48% за всеки изход в двутактни вериги, широко използвани за захранване на автомобилни аудио усилватели).

Чипът TL494CN има общо 6 изходни пина, 4 от тях (1, 2, 15, 16) са входове към вътрешни усилватели на грешки, използвани за защита на UPS от токови и потенциални претоварвания. Пин #4 е входен сигнал от 0 до 3V за регулиране на работния цикъл на изхода на квадратна вълна, а #3 е изход за сравнение и може да се използва по няколко начина. Други 4 (номера 8, 9, 10, 11) са свободни колектори и емитери на транзистори с максимален допустим ток на натоварване 250 mA (в дългосрочен режим не повече от 200 mA). Те могат да бъдат свързани по двойки (9 с 10 и 8 с 11) за управление на мощни полеви с максимално допустим ток 500 mA (не повече от 400 mA в непрекъснат режим).

Каква е вътрешната структура на TL494CN? Диаграмата му е показана на фигурата по-долу.

Микросхемата има вграден източник на референтно напрежение (RES) +5 V (№ 14). Обикновено се използва като референтно напрежение (с точност ± 1%), подавано към входовете на вериги, които консумират не повече от 10 mA, например към пин 13 за избор на едно- или двуциклични режими на работа на микросхема: ако върху него има +5 V, се избира вторият режим, ако върху него има минус захранващо напрежение - първият.

За регулиране на честотата на генератора на напрежение на рампата (RVG) се използват кондензатор и резистор, свързани съответно към щифтове 5 и 6. И, разбира се, микросхемата има щифтове за свързване на плюс и минус на захранването (съответно номера 12 и 7) в диапазона от 7 до 42 V.

Диаграмата показва, че има редица други вътрешни устройства в TL494CN. Описание на руски език на тяхното функционално предназначение ще бъде дадено по-долу, докато материалът е представен.

Функции на входния щифт

Точно като всяко друго електронно устройство. въпросната микросхема има свои собствени входове и изходи. Ще започнем с първите. Списък на тези щифтове TL494CN вече е даден по-горе. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.

Заключение 1

Това е положителният (неинвертиращ) вход на усилвател на грешка 1. Ако неговото напрежение е по-ниско от напрежението на пин 2, изходът на усилвател на грешка 1 ще бъде нисък. Ако е по-висока от тази на пин 2, сигналът на усилвателя на грешка 1 ще стане висок. Изходът на усилвателя по същество следва положителния вход, използвайки пин 2 като референтен. Функциите на усилвателите на грешки ще бъдат описани по-подробно по-долу.

Заключение 2

Това е отрицателният (инвертиращ) вход на усилвателя на грешка 1. Ако този щифт е по-висок от щифт 1, изходът на усилвателя на грешка 1 ще бъде нисък. Ако напрежението на този щифт е по-ниско от напрежението на щифт 1, изходът на усилвателя ще бъде висок.

Заключение 15

Работи точно както # 2. Често вторият усилвател на грешка не се използва в TL494CN. Веригата за свързване в този случай съдържа щифт 15, просто свързан към 14 (референтно напрежение +5 V).

Заключение 16

Работи по същия начин като номер 1. Обикновено се свързва към общ номер 7, когато вторият усилвател на грешка не се използва. С пин 15, свързан към +5V и пин 16, свързан към общ, изходът на втория усилвател е нисък и следователно няма ефект върху работата на чипа.

Заключение 3

Този щифт и всеки вътрешен усилвател TL494CN са свързани заедно чрез диоди. Ако сигналът на изхода на който и да е от тях се промени от ниско на високо ниво, то при номер 3 също става високо. Когато сигналът на този щифт превиши 3,3 V, изходните импулси се изключват (нулев работен цикъл). Когато напрежението върху него е близо до 0 V, продължителността на импулса е максимална. Между 0 и 3,3 V ширината на импулса е от 50% до 0% (за всеки от изходите на PWM контролера - на изводи 9 и 10 в повечето устройства).

Ако е необходимо, щифт 3 може да се използва като входен сигнал или може да се използва за осигуряване на затихване на скоростта на промяна на ширината на импулса. Ако напрежението на него е високо (> ~3.5V), няма как да стартира UPS на PWM контролера (няма да има импулси от него).

Заключение 4

Той контролира обхвата на работния цикъл на изходните импулси (на английски Dead-Time Control). Ако напрежението в него е близо до 0 V, микросхемата ще може да изведе както минималната възможна, така и максималната ширина на импулса (която се определя от други входни сигнали). Ако към този щифт се приложи напрежение от около 1,5 V, ширината на изходния импулс ще бъде ограничена до 50% от максималната му ширина (или ~25% работен цикъл за режим на Push-pull PWM контролер). Ако напрежението е високо (>~3,5 V), няма начин да стартирате UPS на TL494CN. Неговата верига на свързване често съдържа № 4, свързан директно към земята.

• Важно е да запомните! Сигналът на пинове 3 и 4 трябва да е под ~3,3 V. Но какво се случва, ако е близо до, например, +5 V? Как ще се държи TL494CN тогава? Веригата на преобразувателя на напрежение върху него няма да генерира импулси, т.е. няма да има изходно напрежение от UPS.

Заключение 5

Служи за свързване на синхронизиращия кондензатор Ct, като вторият му контакт е свързан към маса. Стойностите на капацитета обикновено са между 0,01 µF и 0,1 µF. Промените в стойността на този компонент водят до промени в честотата на GPG и изходните импулси на PWM контролера. Обикновено се използват висококачествени кондензатори с много нисък температурен коефициент (с много малка промяна в капацитета с температура).

Заключение 6

За свързване на резистора за настройка на задвижването Rt, като вторият му контакт е свързан към маса. Стойностите на Rt и Ct определят честотата на FPG.

• f = 1,1: (Rt x Ct).

Заключение 7

Той се свързва към общия проводник на веригата на устройството на PWM контролера.

Заключение 12

Обозначава се с буквите VCC. Свързва се към “плюса” на захранването TL494CN. Веригата му за свързване обикновено съдържа № 12, свързан към превключвателя на захранването. Много UPS използват този щифт за включване и изключване на захранването (и самия UPS). Ако върху него има +12 V и № 7 е заземен, микросхемите GPN и ION ще работят.

Заключение 13

Това е въвеждането на работния режим. Неговото функциониране е описано по-горе.

Функции на изходния щифт

Те също бяха изброени по-горе за TL494CN. По-долу ще бъде дадено описание на руски език на тяхното функционално предназначение с подробни обяснения.

Заключение 8

Този чип има 2 NPN транзистора, които са неговите изходни ключове. Този щифт е колекторът на транзистор 1, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (12 V). Въпреки това, в схемите на някои устройства той се използва като изход и можете да видите квадратна вълна на него (както на № 11).

Заключение 9

Това е емитерът на транзистор 1. Той задвижва силовия транзистор на UPS (FET в повечето случаи) в двутактна верига, директно или чрез междинен транзистор.

Заключение 10

Това е емитерът на транзистор 2. В едноцикличен режим сигналът на него е същият като на № 9. В режим на издърпване сигналите на № 9 и 10 са противофазни, т.е. когато нивото на сигнала е висока при едната, след това е ниска при другата и обратно. В повечето устройства сигналите от емитерите на изходните транзисторни превключватели на въпросната микросхема управляват мощни транзистори с полеви ефекти, които се включват, когато напрежението на изводи 9 и 10 е високо (над ~ 3,5 V, но не в по какъвто и да е начин свързан с нивото от 3,3 V при № № 3 и 4).

Заключение 11

Това е колекторът на транзистора 2, обикновено свързан към източник на постоянно напрежение (+12 V).

• Забележка: В устройства, базирани на TL494CN, неговата верига за свързване може да съдържа както колектори, така и емитери на транзистори 1 и 2 като изходи на PWM контролера, въпреки че втората опция е по-често срещана. Има обаче варианти кога точно пинове 8 и 11 са изходи. Ако намерите малък трансформатор във веригата между микросхемата и транзисторите с полеви ефекти, изходният сигнал най-вероятно се взема от тях (от колекторите).

Заключение 14

Това е ION изходът, също описан по-горе.

Принцип на действие

Как работи чипът TL494CN? Ще дадем описание на това как работи въз основа на материали от Motorola, Inc. Изходът за широчинно-импулсна модулация се постига чрез сравняване на положителния наклонен сигнал от кондензатора Ct с всеки от двата управляващи сигнала. NOR логическите вериги управляват изходните транзистори Q1 и Q2, отваряйки ги само когато сигналът на тактовия вход (C1) на тригера (вижте функционалната диаграма на TL494CN) стане нисък.

По този начин, ако входът C1 на тригера е на едно логическо ниво, тогава изходните транзистори са затворени и в двата режима на работа: едноцикличен и двутактен. Ако има сигнал на този вход, тогава в режим push-pull транзисторните превключватели се отварят един по един, когато прекъсването на тактовия импулс достигне до тригера. В еднопосочен режим не се използва тригер и двата изходни ключа се отварят синхронно.

Това отворено състояние (и в двата режима) е възможно само в тази част от периода на GPG, когато трионообразното напрежение е по-голямо от управляващите сигнали. По този начин увеличаването или намаляването на стойността на управляващия сигнал предизвиква съответно линейно увеличение или намаляване на ширината на импулсите на напрежението на изходите на микросхемата.

Напрежението от пин 4 (контрол на мъртвото време), входовете на усилвателите на грешки или входът на сигнала за обратна връзка от пин 3 могат да се използват като управляващи сигнали.

Първи стъпки в работата с микросхема

Преди да направите полезно устройство, се препоръчва да научите как работи TL494CN. Как да проверите неговата функционалност?

Вземете макетната платка, инсталирайте чипа върху нея и свържете проводниците според схемата по-долу.

Ако всичко е свързано правилно, веригата ще работи. Оставете щифтове 3 и 4 свободни. Използвайте осцилоскопа си, за да проверите работата на GPG - трябва да видите зъбно напрежение на пин 6. Резултатите ще бъдат нула. Как да определите тяхната производителност в TL494CN. Може да се провери по следния начин:

1. Свържете изхода за обратна връзка (№ 3) и изхода за управление на мъртвото време (№ 4) към общия терминал (№ 7).
2. Сега трябва да откриете правоъгълни импулси на изходите на микросхемата.

Как да усиля изходния сигнал?

Изходът на TL494CN е доста нисък ток и, разбира се, искате повече мощност. Така че трябва да добавим няколко мощни транзистори. Най-лесните за използване (и много лесни за получаване - от стара компютърна дънна платка) са n-каналните захранващи MOSFET транзистори. В същото време трябва да обърнем изхода на TL494CN, защото ако свържем n-канален MOSFET към него, тогава при липса на импулс на изхода на микросхемата, той ще бъде отворен за потока на постоянен ток . Може просто да изгори ... Така че изваждаме универсален NPN транзистор и го свързваме според схемата по-долу.

Силовият MOSFET в тази схема се управлява в пасивен режим. Не е много добро, но за тестване и за целите на ниска мощност е добре. R1 във веригата е натоварването на NPN транзистора. Изберете го според максимално допустимия ток на колектора. R2 представлява натоварването на нашето захранващо стъпало. В следващите експерименти той ще бъде заменен от трансформатор.

Ако сега погледнем сигнала на пин 6 на микросхемата с осцилоскоп, ще видим „трион“. При номер 8 (K1) все още се виждат правоъгълни импулси, а при източването на MOS транзистора има импулси със същата форма, но с по-голяма величина.

Как да увеличим изходното напрежение?

Сега нека получим малко по-високо напрежение с помощта на TL494CN. Схемата на превключване и свързване е същата - на макетната платка. Разбира се, невъзможно е да се получи достатъчно високо напрежение върху него, особено след като няма радиатор на силовите MOS транзистори. И все пак свържете малък трансформатор към изходния етап, съгласно тази диаграма.

Първичната намотка на трансформатора съдържа 10 оборота. Вторичната намотка съдържа около 100 оборота. Така коефициентът на трансформация е 10. Ако приложите 10V към първичната, трябва да получите около 100V изход. Сърцевината е феритна. Можете да използвате ядро ​​със среден размер от трансформатор за захранване на компютър.

Внимавайте, изходът на трансформатора е под високо напрежение. Токът е много слаб и няма да ви убие. Но можете да получите добро попадение. Друга опасност е, че ако инсталирате голям кондензатор на изхода, той ще натрупа голям заряд. Следователно, след изключване на веригата, тя трябва да се разреди.

На изхода на веригата можете да включите всеки индикатор като електрическа крушка, както е на снимката по-долу.

Работи с постоянно напрежение и се нуждае от около 160V, за да светне. (Захранването на цялото устройство е около 15 V - с порядък по-ниско.)

Веригата с трансформаторен изход се използва широко във всеки UPS, включително PC захранвания. В тези устройства първият трансформатор, свързан чрез транзисторни ключове към изходите на ШИМ контролера, служи за разделяне на нисковолтовата част на веригата, включително TL494CN, от нейната високоволтова част, съдържаща трансформатора на мрежовото напрежение.

Волтажен регулатор

Като правило, в домашните малки електронни устройства захранването се осигурява от стандартен PC UPS, направен на TL494CN. Схемата за свързване на компютърното захранване е добре известна, а самите модули са лесно достъпни, тъй като милиони стари компютри се изхвърлят всяка година или се продават за резервни части. Но като правило, тези UPS произвеждат напрежение не по-високо от 12 V. Това е твърде ниско за честотно устройство. Разбира се, бихте могли да опитате да използвате PC UPS с по-високо напрежение за 25V, но би било трудно да се намери и твърде много мощност ще се разсее при 5V в логическите порти.

Въпреки това, на TL494 (или аналози) можете да изградите всякакви схеми с изход при повишена мощност и напрежение. Използвайки типични части от PC UPS и захранващи MOSFET транзистори от дънната платка, можете да изградите PWM регулатор на напрежение с помощта на TL494CN. Схемата на преобразувателя е показана на фигурата по-долу.

На него можете да видите електрическата схема на микросхемата и изходния етап, използвайки два транзистора: универсален npn- и мощен MOS.

Основни части: T1, Q1, L1, D1. Bipolar T1 се използва за управление на захранващ MOSFET свързан по опростен начин, т.нар. "пасивен". L1 е индуктивен дросел от стар HP принтер (около 50 оборота, 1 см височина, 0,5 см ширина с намотките, отворен дросел). D1 е от друго устройство. TL494 е свързан по алтернативен начин на горния, въпреки че може да се използва и двата метода.

C8 е малък кондензатор за предотвратяване на влиянието на шума, влизащ във входа на усилвателя на грешката, стойност от 0,01uF ще бъде повече или по-малко нормална. Големите стойности ще забавят настройката на необходимото напрежение.

C6 е още по-малък кондензатор, той се използва за филтриране на високочестотни смущения. Капацитетът му е до няколкостотин пикофарада.

Как сами да направите пълноценно захранване с регулируем диапазон на напрежението от 2,5-24 волта е много просто, всеки може да го повтори без опит в радиолюбителите.

Ще го направим от старо компютърно захранване, TX или ATX, няма значение, за щастие, през годините на PC ерата, всеки дом вече е натрупал достатъчно количество стар компютърен хардуер и вероятно захранващ блок също там, така че цената на домашно приготвените продукти ще бъде незначителна, а за някои майстори ще бъде нула рубли.

Взех този AT блок за модификация.

Колкото по-мощно използвате захранването, толкова по-добър е резултатът, моят донор е само 250W с 10 ампера на +12v шината, но всъщност с товар от само 4 A вече не може да се справи, изходното напрежение пада напълно.

Вижте какво пише на кутията.

Затова вижте сами какъв ток планирате да получите от вашето регулирано захранване, този потенциал на донора и го поставете веднага.

Има много опции за модифициране на стандартно компютърно захранване, но всички те се основават на промяна в окабеляването на IC чипа - TL494CN (негови аналози DBL494, KA7500, IR3M02, A494, MV3759, M1114EU, MPC494C и др.).

Фигура № 0 Pinout на микросхемата TL494CN и аналози.

Нека да разгледаме няколко вариантаизпълнение на схеми за компютърно захранване, може би една от тях ще бъде ваша и справянето с окабеляването ще стане много по-лесно.

Схема No1.

Да се ​​захващаме за работа.
Първо трябва да разглобите корпуса на захранването, да развиете четирите болта, да свалите капака и да погледнете вътре.

Търсим чип на платката от списъка по-горе, ако няма такъв, тогава можете да потърсите опция за модификация в Интернет за вашата IC.

В моя случай на платката беше открит чип KA7500, което означава, че можем да започнем да изучаваме окабеляването и местоположението на ненужните части, които трябва да бъдат премахнати.

За по-лесна работа, първо развийте напълно цялата платка и я извадете от кутията.

На снимката конекторът за захранване е 220v.

Нека изключим захранването и вентилатора, запоим или изрежем изходните проводници, така че да не пречат на разбирането ни за веригата, оставяме само необходимите, един жълт (+12v), черен (общ) и зелен* (старт ВКЛ.), ако има такъв.

Моето AT устройство няма зелен проводник, така че стартира незабавно, когато се включи в контакта. Ако модулът е ATX, тогава той трябва да има зелен проводник, той трябва да бъде запоен към „общия“ и ако искате да направите отделен бутон за захранване на кутията, тогава просто поставете превключвател в празнината на този проводник .

Сега трябва да погледнете колко волта струват големите изходни кондензатори, ако казват по-малко от 30v, тогава трябва да ги замените с подобни, само с работно напрежение най-малко 30 волта.

На снимката има черни кондензатори като опция за замяна на синия.

Това се прави, защото нашият модифициран модул ще произвежда не +12 волта, а до +24 волта и без подмяна кондензаторите просто ще избухнат по време на първия тест при 24v, след няколко минути работа. Когато избирате нов електролит, не е препоръчително да намалявате капацитета, винаги се препоръчва увеличаването му.

Най-важната част от работата.
Ще премахнем всички ненужни части в снопа IC494 и ще запоим други номинални части, така че резултатът да е сноп като този (фиг. № 1).

Ориз. № 1 Промяна в окабеляването на микросхемата IC 494 (схема за ревизия).

Ще ни трябват само тези крака на микросхемата № 1, 2, 3, 4, 15 и 16, не обръщайте внимание на останалите.

Ориз. № 2 Вариант за подобрение въз основа на примера на схема № 1

Обяснение на символите.

Трябва да направите нещо подобно, намираме крак № 1 (където е точката върху тялото) на микросхемата и изучаваме какво е свързано с нея, всички вериги трябва да бъдат премахнати и изключени. В зависимост от това как ще бъдат разположени пистите и частите, запоени във вашата конкретна модификация на платката, се избира оптималната опция за модификация; това може да е разпояване и повдигане на единия крак на частта (скъсване на веригата) или ще бъде по-лесно да се среже пистата с нож. След като решихме плана за действие, започваме процеса на ремоделиране според схемата за преразглеждане.

Снимката показва подмяна на резистори с необходимата стойност.

На снимката - повдигайки краката на ненужните части, разбиваме веригите.

Някои резистори, които вече са запоени в електрическата схема, могат да бъдат подходящи, без да ги заменяме, например, трябва да поставим резистор при R=2,7k, свързан към „общия“, но вече има R=3k, свързан към „общия ”, това ни устройва доста добре и го оставяме непроменено (пример на фиг. № 2, зелените резистори не се променят).

На снимката- изрежете песни и добавете нови джъмпери, запишете старите стойности с маркер, може да се наложи да възстановите всичко обратно.

По този начин преглеждаме и преработваме всички вериги на шестте крака на микросхемата.

Това беше най-трудният момент в преработката.

Изработваме регулатори на напрежение и ток.

Вземаме променливи резистори от 22k (регулатор на напрежението) и 330Ohm (регулатор на тока), запояваме два 15cm проводника към тях, запояваме другите краища към платката според диаграмата (фиг. № 1). Инсталирайте на предния панел.

Контрол на напрежение и ток.
За контрол се нуждаем от волтметър (0-30v) и амперметър (0-6A).

Тези устройства могат да бъдат закупени в китайски онлайн магазини на най-добра цена; моят волтметър ми струва само 60 рубли с доставка. (Волтметър: )

Използвах собствен амперметър, от стари запаси от СССР.

ВАЖНО- вътре в устройството има резистор за ток (сензор за ток), от който се нуждаем според диаграмата (фиг. № 1), следователно, ако използвате амперметър, тогава не е необходимо да инсталирате допълнителен резистор за ток; трябва да го инсталирате без амперметър. Обикновено се прави домашен RC, проводник D = 0,5-0,6 mm се навива около 2-ватово MLT съпротивление, завой до завой по цялата дължина, запояване на краищата към съпротивителните клеми, това е всичко.

Всеки ще направи корпуса на устройството за себе си.
Можете да го оставите напълно метален, като изрежете отвори за регулатори и контролни устройства. Използвах остатъци от ламинат, те се пробиват и режат по-лесно.

ИМУХТОВНО ЗАХРАНВАНЕ ЗА TL494 И IR2110

Повечето автомобилни и мрежови преобразуватели на напрежение се основават на специализиран контролер TL494 и тъй като той е основният, би било несправедливо да не говорим накратко за принципа на неговата работа.
Контролерът TL494 е пластмасов пакет DIP16 (има и опции в планарен пакет, но той не се използва в тези дизайни). Функционалната схема на контролера е показана на фиг.1.

Фигура 1 - Блокова схема на чипа TL494.

Както може да се види от фигурата, микросхемата TL494 има много развити управляващи вериги, което позволява да се изграждат преобразуватели на нейна основа, които да отговарят на почти всякакви изисквания, но първо няколко думи за функционалните единици на контролера.
ION схеми и защита срещу понижено напрежение. Веригата се включва, когато мощността достигне прага от 5.5..7.0 V (типична стойност 6.4V). До този момент вътрешните контролни шини забраняват работата на генератора и логическата част на веригата. Токът на празен ход при захранващо напрежение +15V (изходните транзистори са забранени) е не повече от 10 mA. ION +5V (+4.75..+5.25 V, стабилизация на изхода не по-лоша от +/- 25mV) осигурява протичащ ток до 10 mA. ION може да бъде усилен само с помощта на NPN емитер последовател (вижте TI стр. 19-20), но напрежението на изхода на такъв „стабилизатор“ ще зависи до голяма степен от тока на натоварване.
Генераторгенерира зъбно напрежение от 0..+3.0V (амплитудата се задава от ION) на синхронизиращия кондензатор Ct (щифт 5) за TL494 Texas Instruments и 0...+2.8V за TL494 Motorola (какво можем очаквате от други?), съответно за TI F =1.0/(RtCt), за Motorola F=1.1/(RtCt).
Допустими работни честоти от 1 до 300 kHz, с препоръчителен диапазон Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. В този случай типичният температурен дрейф на честотата е (естествено, без да се взема предвид дрейфът на свързаните компоненти) +/-3%, а честотният дрейф в зависимост от захранващото напрежение е в рамките на 0,1% в целия допустим диапазон.
За дистанционно изключване генератор, можете да използвате външен ключ, за да свържете накъсо входа Rt (6) към изхода ION или да свържете накъсо Ct към земята. Разбира се, съпротивлението на изтичане на отворения ключ трябва да се вземе предвид при избора на Rt, Ct.
Вход за контрол на фазата на почивка (коефициент на запълване) чрез компаратора на фазата на покой задава необходимата минимална пауза между импулсите в рамената на веригата. Това е необходимо както за предотвратяване на пропускане на ток в силовите стъпала извън ИС, така и за стабилна работа на тригера - времето за превключване на цифровата част на TL494 е 200 ns. Изходният сигнал се активира, когато трионът превиши напрежението на контролния вход 4 (DT) с Ct. При тактови честоти до 150 kHz с нулево управляващо напрежение, фазата на покой = 3% от периода (еквивалентно отклонение на управляващия сигнал 100..120 mV), при високи честоти вградената корекция разширява фазата на покой до 200. .300 ns.
С помощта на входната верига DT можете да зададете фиксирана фаза на почивка (R-R делител), режим на плавен старт (R-C), дистанционно изключване (ключ), а също така да използвате DT като линеен контролен вход. Входната верига е сглобена с помощта на PNP транзистори, така че входният ток (до 1,0 μA) изтича от IC, а не в нея. Токът е доста голям, така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление (не повече от 100 kOhm). Вижте TI, страница 23 за пример за защита от пренапрежение с помощта на 3-изводен ценеров диод TL430 (431).
Усилватели на грешки - всъщност операционни усилватели с Ku = 70..95 dB при постоянно напрежение (60 dB за ранни серии), Ku = 1 при 350 kHz. Входните вериги се сглобяват с помощта на PNP транзистори, така че входният ток (до 1,0 μA) изтича от IC, а не в него. Токът е доста голям за операционния усилвател, преднапрежението също е високо (до 10 mV), така че трябва да се избягват резистори с високо съпротивление в управляващите вериги (не повече от 100 kOhm). Но благодарение на използването на pnp входове, диапазонът на входното напрежение е от -0.3V до Vsupply-2V
Когато използвате RC честотно зависима операционна система, трябва да запомните, че изходът на усилвателите всъщност е с единичен край (сериен диод!), така че ще зареди капацитета (нагоре) и ще отнеме много време, за да се разреди надолу. Напрежението на този изход е в рамките на 0..+3.5V (малко повече от люлеенето на генератора), след това коефициентът на напрежение пада рязко и при приблизително 4.5V на изхода усилвателите се насищат. По същия начин трябва да се избягват резистори с ниско съпротивление в изходната верига на усилвателя (контур за обратна връзка).
Усилвателите не са проектирани да работят в рамките на един тактов цикъл на работната честота. При забавяне на разпространението на сигнала вътре в усилвателя от 400 ns, те са твърде бавни за това и логиката за управление на тригера не го позволява (на изхода ще се появят странични импулси). В реалните PN вериги граничната честота на веригата OS се избира от порядъка на 200-10000 Hz.
Логика за управление на тригера и изхода - Със захранващо напрежение най-малко 7V, ако напрежението на триона на генератора е по-голямо от това на контролния вход DT и ако напрежението на триона е по-голямо от това на който и да е от усилвателите на грешки (като се вземат предвид вградените прагове и отмествания) - изходът на веригата е разрешен. Когато генераторът се нулира от максимум до нула, изходите се изключват. Тригер с парафазен изход разделя честотата наполовина. При логическа 0 на вход 13 (режим на изход) тригерните фази се комбинират чрез ИЛИ и се подават едновременно към двата изхода; при логическа 1 те се подават във фаза към всеки изход поотделно.
Изходни транзистори - npn Darlingtons с вградена термозащита (но без токова защита). Така минималният спад на напрежението между колектора (обикновено затворен към положителната шина) и емитера (при товара) е 1,5 V (типично при 200 mA), а във верига с общ емитер е малко по-добър, 1,1 V типичен. Максималният изходен ток (с един отворен транзистор) е ограничен до 500 mA, максималната мощност за целия чип е 1 W.
Импулсните захранвания постепенно изместват традиционните си роднини в аудиотехниката, тъй като изглеждат значително по-привлекателни както икономически, така и по размер. Същият фактор, че импулсните захранвания допринасят значително за изкривяването на усилвателя, а именно появата на допълнителни обертонове, вече не е от значение главно поради две причини - съвременната елементна база позволява да се проектират преобразуватели с честота на преобразуване, значително по-висока от 40 kHz, следователно модулацията на мощността, въведена от захранването, вече ще бъде в ултразвука. В допълнение, по-високата честота на захранване е много по-лесна за филтриране и използването на два L-образни LC филтъра по протежение на захранващите вериги вече достатъчно изглажда вълните на тези честоти.
Разбира се, има муха в мехлема в тази бъчва с мед - разликата в цената между типичното захранване за усилвател на мощност и импулсното става по-осезаема с увеличаване на мощността на това устройство, т.е. Колкото по-мощно е захранването, толкова по-изгодно е то спрямо стандартния аналог.
И това не е всичко. При използване на импулсни захранвания е необходимо да се спазват правилата за инсталиране на високочестотни устройства, а именно използването на допълнителни екрани, захранване на захранващата част на общия проводник към радиаторите, както и правилно заземяване и свързване на екраниращи оплетки и проводници.
След кратко лирично отклонение относно характеристиките на импулсните захранвания за усилватели на мощност, действителната електрическа схема на 400W захранване:

Фигура 1. Схематична диаграма на импулсно захранване за усилватели на мощност до 400 W
УГОЛЕМИ С ДОБРО КАЧЕСТВО

Контролерът за управление в това захранване е TL494. Разбира се, има по-модерни чипове за изпълнение на тази задача, но ние използваме този конкретен контролер по две причини - той е МНОГО лесен за закупуване. Доста дълго време TL494 от Texas Instruments се използва в произведените захранвания, не са открити проблеми с качеството. Усилвателят на грешката е покрит от OOS, което прави възможно постигането на доста голям коефициент. стабилизация (съотношение на резистори R4 и R6).
След контролера TL494 има полумостов драйвер IR2110, който всъщност управлява портите на силовите транзистори. Използването на драйвера направи възможно изоставянето на съгласуващия трансформатор, който се използва широко в компютърните захранвания. Драйверът IR2110 се зарежда на портите през веригите R24-VD4 и R25-VD5, които ускоряват затварянето на полевите порти.
Силовите превключватели VT2 и VT3 работят върху първичната намотка на силовия трансформатор. Средната точка, необходима за получаване на променливо напрежение в първичната намотка на трансформатора, се формира от елементи R30-C26 и R31-C27.
Няколко думи за алгоритъма на работа на импулсното захранване на TL494:
В момента на подаване на мрежово напрежение 220 V, капацитетите на първичните захранващи филтри C15 и C16 се заразяват чрез резистори R8 и R11, което не позволява претоварване на диолния мост VD от ток на късо съединение на напълно разреден C15 и C16. В същото време кондензаторите C1, C3, C6, C19 се зареждат чрез линия от резистори R16, R18, R20 и R22, стабилизатор 7815 и резистор R21.
Веднага след като напрежението на кондензатора C6 достигне 12 V, ценеровият диод VD1 "пробива" и токът започва да тече през него, зареждайки кондензатор C18, и веднага щом положителният извод на този кондензатор достигне стойност, достатъчна за отваряне на тиристор VS2 , ще се отвори. Това ще включи реле K1, което със своите контакти ще заобиколи токоограничаващите резистори R8 и R11.В допълнение, отвореният тиристор VS2 ще отвори транзистора VT1 както към контролера TL494, така и към драйвера на половин мост IR2110. Контролерът ще започне режим на плавен старт, чиято продължителност зависи от номиналните стойности на R7 и C13.
По време на плавен старт, продължителността на импулсите, които отварят силовите транзистори, се увеличава постепенно, като по този начин постепенно зарежда вторичните силови кондензатори и ограничава тока през токоизправителните диоди. Продължителността се увеличава, докато вторичното захранване стане достатъчно, за да отвори светодиода на оптрона IC1. Веднага след като яркостта на светодиода на оптрона стане достатъчна, за да отвори транзистора, продължителността на импулса ще спре да се увеличава (Фигура 2).

Фигура 2. Режим на плавен старт.

Тук трябва да се отбележи, че продължителността на мекия старт е ограничена, тъй като токът, преминаващ през резистори R16, R18, R20, R22, не е достатъчен за захранване на контролера TL494, драйвера IR2110 и включената намотка на релето - захранването напрежението на тези микросхеми ще започне да намалява и скоро ще намалее до стойност, при която TL494 ще спре да генерира управляващи импулси. И точно до този момент режимът на плавен старт трябва да бъде завършен и преобразувателят трябва да се върне към нормална работа, тъй като контролерът TL494 и драйверът IR2110 получават основното си захранване от силовия трансформатор (VD9, VD10 - токоизправител със средна точка, R23- C1-C3 - RC филтър, IC3 е 15 V стабилизатор) и затова кондензаторите C1, C3, C6, C19 имат толкова големи стойности - те трябва да поддържат захранването на контролера, докато се върне към нормална работа.
TL494 стабилизира изходното напрежение чрез промяна на продължителността на управляващите импулси на силови транзистори при постоянна честота - Широчинно-импулсна модулация - ШИМ. Това е възможно само ако стойността на вторичното напрежение на силовия трансформатор е по-висока от необходимата на изхода на стабилизатора с най-малко 30%, но не повече от 60%.

Фигура 3. Принцип на работа на ШИМ стабилизатор.

Тъй като натоварването се увеличава, изходното напрежение започва да намалява, LED IC1 на оптрона започва да свети по-слабо, транзисторът на оптрона се затваря, намалявайки напрежението на усилвателя на грешката и по този начин увеличавайки продължителността на управляващите импулси, докато ефективното напрежение достигне стабилизиращата стойност (Фигура 3). Тъй като натоварването намалява, напрежението ще започне да се увеличава, светодиодът на оптрона IC1 ще започне да свети по-ярко, като по този начин отваря транзистора и намалява продължителността на управляващите импулси, докато ефективната стойност на изходното напрежение намалее до стабилизирана стойност. Размерът на стабилизираното напрежение се регулира чрез подстригващ резистор R26.
Трябва да се отбележи, че контролерът TL494 не регулира продължителността на всеки импулс в зависимост от изходното напрежение, а само средната стойност, т.е. измервателната част има известна инерция. Въпреки това, дори при инсталирани кондензатори във вторичното захранване с капацитет 2200 μF, прекъсванията на захранването при пикови краткотрайни натоварвания не надвишават 5%, което е напълно приемливо за оборудване от клас HI-FI. Обикновено инсталираме кондензатори във вторичното захранване от 4700 uF, което дава уверен запас за пикови стойности, а използването на групов стабилизиращ дросел ни позволява да контролираме всичките 4 изходни мощностни напрежения.
Това импулсно захранване е оборудвано със защита от претоварване, чийто измервателен елемент е токовият трансформатор TV1. Веднага щом токът достигне критична стойност, тиристорът VS1 се отваря и заобикаля захранването към крайния етап на контролера. Контролните импулси изчезват и захранването преминава в режим на готовност, в който може да остане доста дълго време, тъй като тиристорът VS2 продължава да остава отворен - токът, протичащ през резисторите R16, R18, R20 и R22, е достатъчен, за да го поддържа в отворено състояние. Как да изчислим токов трансформатор.
За да излезете от захранването от режим на готовност, трябва да натиснете бутона SA3, който ще заобиколи тиристора VS2 с неговите контакти, токът ще спре да тече през него и той ще се затвори. Веднага щом контактите SA3 се отворят, транзисторът VT1 се затваря, премахвайки захранването от контролера и драйвера. По този начин управляващата верига ще премине в режим на минимална консумация - тиристорът VS2 е затворен, следователно релето K1 е изключено, транзисторът VT1 е затворен, следователно контролерът и драйверът са изключени. Кондензаторите C1, C3, C6 и C19 започват да се зареждат и щом напрежението достигне 12 V, тиристорът VS2 се отваря и импулсното захранване започва.
Ако трябва да поставите захранването в режим на готовност, можете да използвате бутона SA2, когато натиснете, базата и емитерът на транзистора VT1 ще бъдат свързани. Транзисторът ще се затвори и ще изключи контролера и драйвера. Управляващите импулси ще изчезнат и вторичните напрежения ще изчезнат. Захранването обаче няма да бъде премахнато от реле K1 и преобразувателят няма да се рестартира.
Този дизайн на веригата ви позволява да сглобявате захранвания от 300-400 W до 2000 W, разбира се, някои елементи на веригата ще трябва да бъдат заменени, тъй като техните параметри просто не могат да издържат на големи натоварвания.
Когато сглобявате по-мощни опции, трябва да обърнете внимание на кондензаторите на изглаждащите филтри C15 и C16 на основното захранване. Общият капацитет на тези кондензатори трябва да бъде пропорционален на мощността на захранването и да съответства на пропорцията 1 W от изходната мощност на преобразувателя на напрежение съответства на 1 µF от капацитета на кондензатора на първичния захранващ филтър. С други думи, ако мощността на захранването е 400 W, тогава трябва да се използват 2 кондензатора от 220 μF, ако мощността е 1000 W, тогава трябва да се монтират 2 кондензатора от 470 μF или два от 680 μF.
Това изискване има две цели. Първо, пулсациите на първичното захранващо напрежение са намалени, което улеснява стабилизирането на изходното напрежение. Второ, използването на два кондензатора вместо един улеснява работата на самия кондензатор, тъй като електролитните кондензатори от серията TK са много по-лесни за получаване и те не са изцяло предназначени за използване във високочестотни захранвания - вътрешното съпротивление е твърде високо и при високи честоти тези кондензатори ще се нагреят. Използвайки две части, вътрешното съпротивление се намалява и полученото нагряване се разделя между два кондензатора.
Когато се използват като мощни транзистори IRF740, IRF840, STP10NK60 и подобни (за повече информация относно транзисторите, които най-често се използват в мрежовите преобразуватели, вижте таблицата в долната част на страницата), диодите VD4 и VD5 могат да бъдат изоставени напълно и стойностите на резистори R24 и R25 могат да бъдат намалени до 22 ома - мощност Драйверът IR2110 е напълно достатъчен за управление на тези транзистори. Ако се сглобява по-мощно импулсно захранване, тогава ще са необходими по-мощни транзистори. Трябва да се обърне внимание както на максималния ток на транзистора, така и на неговата мощност на разсейване - импулсните стабилизирани захранвания са много чувствителни към правилната инсталация на демпфера и без него силовите транзистори се нагряват повече, защото започват токове, образувани поради самоиндукция да тече през диодите, монтирани в транзисторите. Прочетете повече за избора на демпфер.
Също така, времето на затваряне, което се увеличава без демпфер, има значителен принос за нагряване - транзисторът остава в линеен режим по-дълго.
Доста често те забравят за още една характеристика на транзисторите с полеви ефекти - с повишаване на температурата максималният им ток намалява и то доста силно. Въз основа на това, когато избирате силови транзистори за импулсни захранвания, трябва да имате поне два пъти максимален резерв от ток за захранвания на усилватели на мощност и три пъти резерв за устройства, работещи на голямо, непроменливо натоварване, например индукционна топилна печка или декоративно осветление, захранване на електроинструменти с ниско напрежение.
Изходното напрежение се стабилизира с помощта на групов стабилизиращ дросел L1 (GLS). Трябва да обърнете внимание на посоката на намотките на този индуктор. Броят на завоите трябва да е пропорционален на изходното напрежение. Разбира се, има формули за изчисляване на тази намотка, но опитът показва, че общата мощност на сърцевината за DGS трябва да бъде 20-25% от общата мощност на силовия трансформатор. Можете да навивате, докато прозорецът се запълни с около 2/3, като не забравяте, че ако изходните напрежения са различни, тогава намотката с по-високо напрежение трябва да бъде пропорционално по-голяма, например имате нужда от две биполярни напрежения, едното при ±35 V , а вторият за захранване на субуфера с напрежение ±50 V.
Навиваме DGS на четири проводника наведнъж, докато се запълнят 2/3 от прозореца, като броим завоите. Диаметърът се изчислява въз основа на интензитет на тока от 3-4 A/mm2. Да кажем, че имаме 22 оборота, нека съставим пропорцията:
22 оборота / 35 V = X оборота / 50 V.
X оборота = 22 × 50 / 35 = 31,4 ≈ 31 оборота
След това ще прережа два проводника за ±35 V и ще навия още 9 оборота за напрежение ±50.
ВНИМАНИЕ! Не забравяйте, че качеството на стабилизация директно зависи от това колко бързо се променя напрежението, към което е свързан диодът на оптрона. За да подобрите коефициента на стабилизация, има смисъл да свържете допълнителен товар към всяко напрежение под формата на 2 W резистори със съпротивление 3,3 kOhm. Товарният резистор, свързан към напрежението, контролирано от оптрона, трябва да бъде 1,7...2,2 пъти по-малко.

Данните за веригата за мрежови импулсни захранвания на феритни пръстени с пропускливост от 2000 Nm са обобщени в таблица 1.

ДАННИ ЗА НАМОТКИ ЗА ИМПУЛСНИ ТРАНСФОРМАТОРИ ИЗЧИСЛЕНО ПО МЕТОДА НА ЕНОРАСЯН Както показват многобройни експерименти, броят на завоите може безопасно да бъде намален с 10-15% без страх от навлизане на ядрото в насищане.

Внедряване Стандартен размер Честота на преобразуване, kHz

1 пръстен К40х25х11 Габ. мощност Витков до основно

2 ринга К40х25х11 Габ. мощност Витков до основно

1 пръстен К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

2 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

3 ринга К45х28х81 Габ. мощност Витков до основно

4 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

5 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

6 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

7 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

8 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

9 ринга К45х28х8 Габ. мощност Витков до основно

10 ринга К45х28х81 Габ. мощност Витков до основно

Въпреки това, не винаги е възможно да се разпознае марката на ферита, особено ако е ферит от хоризонтални трансформатори на телевизори. Можете да излезете от ситуацията, като разберете броя на завоите експериментално. Повече подробности за това във видеото:

Използвайки горната схема на импулсно захранване, бяха разработени и тествани няколко подмодификации, предназначени да решат конкретен проблем при различни мощности. Чертежите на печатни платки за тези захранвания са показани по-долу.
Печатна платка за импулсно стабилизирано захранване с мощност до 1200...1500 W. Размер на дъската 269х130 мм. Всъщност това е по-усъвършенствана версия на предишната печатна платка. Отличава се с наличието на групов стабилизиращ дросел, който ви позволява да контролирате величината на всички захранващи напрежения, както и допълнителен LC филтър. Има управление на вентилатора и защита от претоварване. Изходните напрежения се състоят от два биполярни източника на захранване и един биполярен източник на слаб ток, предназначени за захранване на предварителните стъпала.

Външен изглед на печатна платка за захранване до 1500 W. ИЗТЕГЛЕТЕ В LAY ФОРМАТ

Стабилизирано импулсно мрежово захранване с мощност до 1500...1800 W може да се изпълни върху печатна платка с размери 272x100 mm. Захранването е проектирано за силов трансформатор, направен върху пръстени K45 и разположен хоризонтално. Има два биполярни източника на захранване, които могат да се комбинират в един източник за захранване на усилвател с двустепенно захранване и един биполярен слаботоков източник за предварителни етапи.

Печатна платка на импулсно захранване до 1800 W. ИЗТЕГЛЕТЕ В LAY ФОРМАТ

Това захранване може да се използва за захранване на високомощно автомобилно оборудване, като мощни автомобилни усилватели и автомобилни климатици. Размери на дъската 188х123. Използваните токоизправителни диоди на Шотки са паралелизирани чрез джъмпери и изходният ток може да достигне 120 A при напрежение 14 V. В допълнение, захранването може да генерира биполярно напрежение с капацитет на натоварване до 1 A (инсталираните интегрирани стабилизатори на напрежение вече не позволява). Силовият трансформатор е направен на пръстени K45, дроселът за филтриращо захранващо напрежение е направен на два пръстена K40x25x11. Вградена защита от претоварване.

Външен изглед на печатната платка на захранването за автомобилно оборудване ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Захранването до 2000 W е направено на две платки с размери 275x99, разположени една над друга. Напрежението се контролира от едно напрежение. Има защита от претоварване. Файлът съдържа няколко опции за “втория етаж” за две биполярни напрежения, за две еднополюсни напрежения, за напреженията, необходими за напрежения от две и три нива. Силовият трансформатор е разположен хоризонтално и е направен върху пръстени K45.

Външен вид на "двуетажно" захранване ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

На платка с размери 277х154 е направено захранване с две биполярни напрежения или едно за двустепенен усилвател. Има групов стабилизиращ дросел и защита от претоварване. Силовият трансформатор е на рингове К45 и е разположен хоризонтално. Мощност до 2000 W.

Външен изглед на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Почти същото захранване като по-горе, но има едно биполярно изходно напрежение.

Външен изглед на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Импулсното захранване има две мощни биполярни стабилизирани напрежения и едно биполярно слаб ток. Оборудван с управление на вентилатора и защита от претоварване. Има групов стабилизиращ дросел и допълнителни LC филтри. Мощност до 2000...2400 W. Дъската е с размери 278х146 мм

Външен изглед на печатната платка ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Печатната платка на импулсно захранване за усилвател на мощност с двустепенни захранвания с размери 284х184 мм има групов стабилизиращ дросел и допълнителни LC филтри, защита от претоварване и управление на вентилатора. Отличителна черта е използването на дискретни транзистори за ускоряване на изключването на силовите транзистори. Мощност до 2500...2800 W.

с двустепенно захранване ИЗТЕГЛИ В ЛАЙ ФОРМАТ

Леко модифицирана версия на предишната PCB с две биполярни напрежения. Размер 285х172. Мощност до 3000 W.

Външен изглед на печатната платка на захранването на усилвателя ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Мостовото мрежово импулсно захранване с мощност до 4000...4500 W е изпълнено на печатна платка с размери 269x198 мм.Има две двуполюсни захранващи напрежения, управление на вентилатора и защита от претоварване. Използва дросел за групова стабилизация. Препоръчително е да използвате дистанционни допълнителни филтри за вторично захранване.

Външен изглед на печатната платка на захранването на усилвателя ИЗТЕГЛЕТЕ В ЛАЙ ФОРМАТ

Има много повече място за ферити на платките, отколкото би могло да има. Факт е, че не винаги е необходимо да се излиза извън звуковия диапазон. Поради това на дъските са предвидени допълнителни зони. За всеки случай малка селекция от справочни данни за мощни транзистори и връзки към мястото, където бих ги купил. Между другото, поръчвал съм и TL494, и IR2110 повече от веднъж, и разбира се силови транзистори. Вярно, че не съм взел целия асортимент, но засега не съм срещал никакви дефекти.

ПОПУЛЯРНИ ТРАНЗИСТОРИ ЗА ИМПУЛСНО ЗАХРАНВАНЕ
ИМЕ	ВОЛТАЖ			МОЩНОСТ	КАПАЦИТЕТ ЩУРНА	Qg (ПРОДУЦЕНТ)