Le të prezantojmë termin "tregues cilësie":

(20)

Vlera e M mund të kuptohet nga fig. 12, i cili tregon një karakteristikë tipike të transmetimit të një FET të kanalit p.

Pjerrësia e lakores në U C. dhe =0 është e barabartë me S max. Nëse tangjentja në pikën U z.i = 0 vazhdohet derisa të kryqëzohet me boshtin e abshisave, atëherë ajo do të presë segmentin U ots /M në këtë bosht. Kjo është e lehtë për t'u treguar nga (20):

(21)

Prandaj, M është një masë e jolinearitetit të karakteristikës së kalimit të transistorit me efekt në terren. Në të tregohet se në prodhimin e transistorëve me efekt në terren me metodën e difuzionit, M = 2.

Gjeni vlerën e rrymës I c0 me shprehjen (21):

Duke zëvendësuar vlerën e tij në (19), marrim:

Nëse në formulën (1) vendosim R i >> R n, atëherë fitimi i tensionit për një qark me një burim të përbashkët

(23)

Duke zëvendësuar vlerën e fitimit (23) në shprehjen (22), marrim:

(24)

Nga lidhja (24), mund të nxjerrim përfundimin e mëposhtëm: në një tension të caktuar furnizimi, fitimi i fazës është në përpjesëtim të zhdrejtë me tensionin e ndërprerjes së transistorit me efekt në terren. Pra, për transistorët me efekt në terren të prodhuar me metodën e difuzionit, M = 2 dhe në U ot1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), tensioni i furnizimit 12,6 V dhe U c = 7 V, fitimet e kaskadat janë përkatësisht të barabarta me 7.5 dhe 1.6. Fitimi i kaskadës me PT1 rritet edhe më shumë nëse, duke rritur rezistencën e ngarkesës R n, U s reduktohet në 1,6 V. Duhet të theksohet se në këtë rast, me një tension konstant të furnizimit E n, një transistor me një pjerrësia mund të sigurojë një fitim më të madh të tensionit sesa një tranzistor me një transpërçueshmëri më të lartë (për shkak të rezistencës më të madhe të ngarkesës).

Në rastin e rezistencës së ngarkesës së ulët Rn, është e dëshirueshme të përdoren transistorë me efekt në terren me një tension të lartë ndërprerës për të marrë një fitim më të madh (duke rritur S).

Për transistorët me një tension të ulët ndërprerjeje, ndryshimi i rrymës së kullimit me temperaturën është shumë më i vogël sesa për transistorët me tension të lartë ndërprerës, dhe për këtë arsye kërkesat për stabilizimin e pikës së funksionimit janë më të ulëta. Me paragjykime të portës që vendosin koeficientin e ndryshimit të temperaturës në rrymën e shkarkimit në zero, transistorët me një tension më të ulët ndërprerës kanë një rrymë kullimi më të lartë se një tranzistor me një tension më të lartë ndërprerës. Për më tepër, meqenëse tensioni i paragjykimit në portë (në koeficientin e temperaturës zero) është më i lartë për transistorin e dytë, transistori do të funksionojë në një mënyrë në të cilën ndikohet më shumë jolineariteti i karakteristikave të tij.

Për një tension të caktuar furnizimi, FET-të e ulëta të ndërprerjes lejojnë një gamë më të madhe dinamike. Për shembull, nga dy transistorë me një tension ndërprerës prej 0,8 dhe 5 V me një tension furnizimi 15 V dhe një rezistencë maksimale të ngarkesës të llogaritur nga lidhja (18), në daljen e të parit, mund të merrni dyfishin e amplitudës së Sinjali i daljes (i përcaktuar si diferenca midis E p dhe U ots), e barabartë me 14,2 V, ndërsa në të dytën - vetëm 10 V. Diferenca në fitim do të jetë edhe më e theksuar nëse E p zvogëlohet. Pra, nëse voltazhi i furnizimit zvogëlohet në 5 V, atëherë amplituda e dyfishuar e tensionit të daljes së tranzitorit të parë do të jetë 4.2 V, ndërsa transistori i dytë është pothuajse i pamundur të përdoret për këto qëllime.

DISTORIMI JOLINEAR NË AMLIFIKATORË

Sasia e shtrembërimit jolinear që ndodh në amplifikatorët FET përcaktohet nga shumë parametra qarku: paragjykimi, tensioni i funksionimit, rezistenca e ngarkesës, niveli i sinjalit të hyrjes dhe karakteristikat e transistorëve me efekt në terren.

Kur një tension sinusoidal U 1 sinωt aplikohet në hyrjen e një amplifikuesi me një burim të përbashkët, vlera e menjëhershme e tensionit total në qarkun e burimit të portës mund të shkruhet.

U z.i \u003d E cm + U 1 sinωt

ku E cm është voltazhi i animit të jashtëm të aplikuar në portë.

Duke marrë parasysh varësinë kuadratike të rrymës së kullimit nga tensioni i portës (1), vlera e menjëhershme e i c do të jetë e barabartë me:

(24a)

Duke zgjeruar kllapat në ekuacionin (24a), marrim një shprehje të detajuar për rrymën e shkarkimit:

Nga shprehja (24b) shihet se sinjali i daljes, së bashku me komponentin konstant dhe harmonikën e parë, përmban harmoninë e dytë të frekuencës së sinjalit hyrës.

THD përcaktohet si raporti i vlerës RMS të të gjitha harmonikave me vlerën RMS të harmonikës themelore në sinjalin dalës. Duke përdorur këtë përkufizim, nga shprehja (24b) gjejmë koeficientin harmonik, duke shprehur (E cm -U ots) përmes I c0:

(24v)

Shprehja (24c) jep vetëm një rezultat të përafërt, pasi karakteristikat aktuale të rrjedhës së FET ndryshojnë nga ato të përshkruara nga shprehja (1).

Për të arritur një shtrembërim minimal jolinear, është e nevojshme:

Ruani vlerën e U s dhe mjaft e madhe në mënyrë që në diferencialin maksimal të sinjalit të daljes të plotësohet kushti

U s.i ≥(1.5...3)U ots

Mos punoni në tensione të kullimit të portës afër prishjes;
- rezistenca ndaj ngarkesës duhet të jetë mjaft e madhe.

Në fig. 16, c tregon një qark në të cilin transistori me efekt në terren funksionon me një R n të madh, i cili siguron shtrembërim të ulët dhe fitim të lartë. Transistori i dytë me efekt në terren T2 përdoret këtu si rezistencë ndaj ngarkesës. Ky qark siguron një fitim të tensionit prej rreth 40 dB në gropë E = 9 V.

Zgjedhja e llojit të FET që siguron shtrembërimin më të vogël varet nga niveli i sinjalit të hyrjes, tensioni i furnizimit dhe gjerësia e bandës së kërkuar. Me një nivel të lartë të sinjalit të daljes dhe një gjerësi bande të konsiderueshme, FET me U ots të mëdha janë të dëshirueshme. Në një nivel të ulët të sinjalit të hyrjes ose një tension të ulët furnizimi, FET me një U ots të vogël janë të preferueshëm.

STABILIZIMI I FITIVE

Fitimi ULF në FET, si dhe në elementë të tjerë aktivë, i nënshtrohet ndikimit të faktorëve të ndryshëm destabilizues, nën ndikimin e të cilëve ndryshon vlerën e tij. Një faktor i tillë janë ndryshimet në temperaturën e ambientit. Për të luftuar këto fenomene, përdoren kryesisht të njëjtat metoda si në qarqet e bazuara në transistorë bipolarë: ato përdorin reagime negative si për rrymën ashtu edhe për tensionin, duke mbuluar një ose më shumë faza dhe futin elementë të varur nga temperatura në qark.

Në një transistor me efekt në terren me një kryqëzim p-n, nën veprimin e temperaturës, rryma e portës me anim të kundërt ndryshon në mënyrë eksponenciale, rryma e kullimit dhe pjerrësia ndryshojnë.

Efekti i ndryshimit të rrymës së portës I g në fitim mund të dobësohet duke zvogëluar rezistencën e rezistencës R g në qarkun e portës. Për të zvogëluar efektin e ndryshimeve në rrymën e shkarkimit, si në rastin e përdorimit të transistorëve bipolarë, mund të përdoret reagimi negativ DC (Fig. 13, a).

Le të shqyrtojmë më në detaje disa mënyra për të zvogëluar efektin e ndryshimeve në pjerrësinë S në fitim.

Në modalitetin e amplifikimit të sinjalit të dobët, fitimi i fazës FET të pakompensuar bie ndërsa temperatura rritet. Për shembull, fitimi i qarkut në Fig. 13, a, e barabartë me 13.5 në 20 ° C, zvogëlohet në 12 në +60 ° C. Kjo ulje është kryesisht për shkak të ndryshimit të temperaturës në pjerrësinë e transistorit me efekt në terren. Parametrat e paragjykimit si rryma e shkarkimit Ic, voltazhi nga porta në burim Uc.i dhe tensioni nga burimi në kullim Uc.i ndryshojnë vetëm pak për shkak të reagimeve ekzistuese DC.

Oriz. 13. Qarqet e amplifikatorit me stabilizim fitimi.

a - kaskadë e pakompensuar; b - faza e fitimit të kompensuar; c - faza e amplifikimit të kompensuar me OOS; g - karakteristikë kalimtare.

Duke përfshirë disa dioda të zakonshme në qarkun e reagimit negativ midis portës dhe burimit (Fig. 13, b), është e mundur të stabilizohet fitimi i amplifikatorit pa futur faza shtesë. Me rritjen e temperaturës, tensioni përpara i secilës diodë zvogëlohet, gjë që çon në një ulje të tensionit U c.i.

Është treguar eksperimentalisht se ndryshimi që rezulton në tension e lëviz pikën e funksionimit në atë mënyrë që pjerrësia S të jetë relativisht e qëndrueshme brenda kufijve të caktuar të ndryshimit të temperaturës (Fig. 13, d). Për shembull, fitimi i amplifikatorit sipas qarkut në Fig. 13, b, e barabartë me 11, praktikisht ruan vlerën e saj brenda intervalit të temperaturës 20-60 ° C (K dhe ndryshon me vetëm 1%).

Futja e reagimeve negative midis portës dhe burimit (Fig. 13, c) redukton fitimin, por siguron stabilitet më të mirë. Fitimi i amplifikatorit sipas skemës së fig. 13c, e barabartë me 9, praktikisht nuk ndryshon kur temperatura ndryshon nga 20 në 60 °.

Duke zgjedhur me kujdes pikën e funksionimit dhe numrin e diodave, fitimi mund të stabilizohet me një saktësi prej 1% në një interval deri në 100°C.

REZULTIMI I NDIKIMIT TË KAPACITANCIT TË HYRJES TË FET NË VETITË E FREKUNCËS SË AMLIFIKATORËVE

Për ndjekësin e burimit të paraqitur në Fig. 11, a, sipas qarkut të tij ekuivalent (Fig. 11, b), konstanta kohore e qarkut të hyrjes mund të përcaktohet me saktësi të mjaftueshme për llogaritjet praktike si më poshtë:

τ në \u003d R g [C g + C s.s + C s.i (1 - K dhe)], (25)

ku R g dhe C g janë parametrat e burimit të sinjalit.

Mund të shihet nga shprehja (25) se konstanta kohore e qarkut të hyrjes është në proporcion të drejtë me kapacitetet С з.с dhe С з.и, dhe kapaciteti Сз.и për shkak të ndikimit të NFB zvogëlohet me ( 1-K u) herë.

Sidoqoftë, marrja e një fitimi të tensionit afër unitetit (për të eliminuar efektin e kapacitetit C d.i) në një qark ndjekës të burimit konvencional është i mbushur me vështirësi që lidhen me një tension të ulët prishjeje të një transistori me efekt në terren. Pra, për të marrë një fitim të tensionit prej 0,98 në një transistor me efekt në terren KP102E me një rrymë kullimi maksimal I c0 \u003d 0,5 mA, një pjerrësi maksimale prej 0,7 mA / V, është e nevojshme të përdorni rezistencë R n \u003d 65 kOhm. Në I c0 \u003d 0,5 mA, rënia e tensionit në rezistencën R n do të jetë rreth 32,5 V, dhe voltazhi i furnizimit duhet të jetë të paktën më i madh se ky tension me vlerën U ots, d.m.th. E p \u003d 35 V.

Për të shmangur nevojën për të përdorur një tension të lartë të furnizimit për të marrë një fitim afër unitetit, në praktikë, shpesh përdoren qarqe të kombinuara ndjekëse të bazuara në transistorë me efekt në terren dhe bipolarë.

Në fig. 14, a tregon një qark të kombinuar, si sipas llojit të transistorëve të përdorur në të, ashtu edhe sipas skemës së lidhjes së tyre, e cila quhet një ndjekës burimi me një lidhje servo. Kullimi i transistorit të efektit të fushës T1 është i lidhur me bazën e tranzitorit bipolar T2, nga kolektori i të cilit sinjali futet në terminalin burimor të tranzitorit të efektit të fushës në antifazë me sinjalin hyrës. Duke zgjedhur rezistorët R5 dhe R6, është e mundur të merret një tension i sinjalit në burim i barabartë me tensionin e hyrjes, duke eliminuar kështu efektin e kapacitetit C z.i.

Rezistenca R1 e instaluar në qarkun e paragjykimit të portës lidhet me burimin e tranzitorit T1 përmes një kondensatori të madh C2. Rezistenca efektive në qarkun e paragjykimit përcaktohet nga rezistenca e rezistencës R 1 dhe faktori i reagimit, në mënyrë që

(35)

ku U dhe - amplituda e sinjalit në burimin e tranzistorit T1.

Oriz. 14. Qarqet e amplifikatorit me kapacitet të reduktuar të hyrjes.

a - ndjekës burim me lidhje gjurmuese; b - me kapacitet të reduktuar C z.s; c - ndjekës burimor me ngarkesë dinamike.

Për vlera të mëdha të β të tranzistorit bipolar T2, fitimi i qarkut mund të vlerësohet përafërsisht nga shprehja e mëposhtme:

(36)

Nëse amplifikatori është projektuar të funksionojë në frekuenca të ulëta, atëherë rezistenca R6 mund të mbyllet me një kondensator C3 (në Fig. 14, a tregohet me një vijë me pika); në këtë rast, kufiri i sipërm i frekuencës përcaktohet nga shprehja

(37)

Më sipër, u konsiderua një metodë për të zvogëluar efektin e kapacitetit të burimit të portës C z.i në përgjigjen e frekuencës së amplifikatorit duke marrë një fitim afër unitetit nga ndjekësi i burimit. Ndikimi i kapacitetit C mbeti i pandryshuar.

Përmirësimi i mëtejshëm në përgjigjen e frekuencës së amplifikatorëve mund të arrihet duke reduktuar kapacitetin statik të kullimit të portës në qarkun hyrës të qarkut.

Për të zvogëluar efektin e kapacitetit midis portës dhe kullimit, mund të aplikoni një metodë të ngjashme me atë të përshkruar më sipër për të zvogëluar efektin e kapacitetit Cd, d.m.th., të zvogëloni tensionin e sinjalit në të gjithë kapacitetin. Në skemën e paraqitur në fig. 14, b, efekti i kapacitetit C s zvogëlohet aq shumë sa kapaciteti i hyrjes së kaskadës përcaktohet pothuajse plotësisht nga vendndodhja e pjesëve në qark dhe kapaciteti i instalimit.

Faza e parë në tranzistorin T1 ka një ngarkesë të vogël në qarkun e kullimit dhe është një ndjekës burimi për sinjalin e marrë nga burimi. Sinjali i daljes futet në një fazë kolektori të përbashkët duke përdorur një transistor bipolar.

Për të reduktuar efektin e kapacitetit C z.s, sinjali nga faza e daljes (ndjekësi i emetuesit) futet përmes kondensatorit C2 në kullimin e transistorit T1 në fazë me sinjalin hyrës. Për të rritur efektin e kompensimit, është e nevojshme të merren masa për rritjen e koeficientit të transmetimit të fazës së parë. Kjo arrihet duke aplikuar një sinjal nga ndjekësi i emetuesit në rezistencën e paragjykimit R3. Si rezultat, voltazhi i aplikuar në kullim bëhet më i madh dhe reagimet negative bëhen më efektive. Përveç kësaj, një rritje në koeficientin e transmetimit të fazës së parë redukton më tej efektin e kapacitetit C z.i.

Nëse nuk përdorni metodat e listuara për të zvogëluar kapacitetin e portës, atëherë kapaciteti i hyrjes është zakonisht mjaft domethënës (për transistorin KP103 është 20-25 pF). Si rezultat, është e mundur të zvogëlohet kapaciteti i hyrjes në 0.4-1 pF.

Një ndjekës burimi me një ngarkesë dinamike (Sipas materialeve të Yu. I. Glushkov dhe V. N. Semenov), i mbuluar nga një reagim vijues për kullimin, është paraqitur në fig. 14, shek. Me ndihmën e një skeme të tillë, është e mundur të eliminohet ndikimi i fitimit statik të transistorit me efekt në terren μ në koeficientin e transferimit të ndjekësit të burimit, si dhe të zvogëlohet kapaciteti C z.s. Transistori T2 vepron si një gjenerator i qëndrueshëm i rrymës, duke vendosur rrymën në qarkun burimor të transistorit me efekt në terren T1. Transistori T3 është një ngarkesë dinamike në qarkun e kullimit të transistorit me efekt në terren, por rrymë alternative. Parametrat e ndjekësit të burimit:

ULF EKONOMIK

Zhvilluesi ndonjëherë përballet me detyrën e krijimit të amplifikatorëve ekonomikë me frekuencë të ulët që funksionojnë nga një burim energjie me tension të ulët. Në amplifikatorë të tillë, mund të përdoren transistorë me efekt në terren me tension të ulët ndërprerës U ots dhe rrymë ngopjeje I c0; këto qarqe kanë avantazhe të padyshimta ndaj qarqeve me tub dhe transistor bipolar.

Zgjedhja e pikës së funksionimit në amplifikatorët ekonomikë të tranzistorit me efekt në terren përcaktohet në bazë të kushtit për marrjen e shpërndarjes minimale të fuqisë. Për këtë, tensioni i paragjykimit U c.i zgjidhet pothuajse i barabartë me tensionin e ndërprerjes, ndërsa rryma e kullimit tenton në zero. Kjo mënyrë siguron ngrohje minimale të tranzistorit, gjë që çon në rryma të ulëta rrjedhjeje të portës dhe rezistencë të lartë në hyrje. Fitimi i kërkuar në rrymat e ulëta të kullimit arrihet duke rritur rezistencën e ngarkesës.

Në amplifikatorët ekonomikë me frekuencë të ulët, qarku i kaskadës i paraqitur në Fig. 10b. Në këtë qark, formohet një tension i paragjykimit në rezistencën në qarkun e burimit, i cili krijon një reagim negativ të rrymës që stabilizon modalitetin nga ndikimi i luhatjeve të temperaturës dhe përhapja e parametrave.

Ne mund të propozojmë procedurën e mëposhtme për llogaritjen e kaskadave ekonomike ULF, të bëra sipas Fig. 10b.

1. Bazuar në kushtin për marrjen e shpërndarjes minimale të fuqisë, zgjedhim një transistor me efekt në terren me tension të ulët ndërprerjeje U ots dhe rrymë ngopjeje I c0.
2. Ne zgjedhim pikën e funksionimit të transistorit me efekt në terren për rrymën I c (njësi - dhjetëra mikroamper).
3. Duke pasur parasysh se në një tension paragjykim afër tensionit të ndërprerjes, rryma e kullimit mund të përcaktohet përafërsisht nga shprehja

Rc ≈ U ots /R dhe (38)

rezistenca në qarkun e burimit

R dhe ≈ U ots / I dhe (39)

4. Në bazë të fitimit të kërkuar, gjejmë R n. Që nga faktori i përforcimit

(40)

më pas, duke neglizhuar veprimin e shuntimit të burimit të shkarkimit të rezistencës diferenciale R i dhe duke zëvendësuar në vend të S vlerën e tij të përftuar duke diferencuar shprehjen për rrymën e shkarkimit në (40), marrim:

(41)

Nga shprehja e fundit gjejmë rezistencën e kërkuar të ngarkesës:

(42)

Këtu përfundon llogaritja e amplifikatorit dhe në procesin e rregullimit specifikohen vetëm vlerat e rezistorëve R n dhe R.

Në fig. 15 tregon një diagram praktik të një përforcuesi ekonomik me frekuencë të ulët që funksionon nga një sensor kapacitiv (për shembull, nga një hidrofon piezoceramic).

Për shkak të rrymës së ulët të paragjykimit të amplifikatorit të daljes, i cili përbëhet nga dy transistorë T2 dhe T3, shpërndarja e fuqisë së të gjithë paraamplifikuesit është 13 μW. Parapërforcuesi tërheq 10µA rrymë në një tension furnizimi prej 1.35 V.

Oriz. 15. Diagrami skematik i një amplifikuesi ekonomik.

Impedanca e hyrjes së parapërforcuesit përcaktohet nga rezistenca e rezistencës R1. Në fakt, rezistenca e hyrjes së transistorit me efekt në terren mund të neglizhohet, pasi është një rend i madhësisë më i madh se rezistenca e rezistencës R1.

Në modalitetin e sinjalit të vogël, pjesa e përparme e parapërforcuesit është ekuivalente me një qark me burim të përbashkët, ndërsa qarqet e paragjykimit zbatohen si në një qark ndjekës të burimit.

Transistori me efekt në terren i përdorur në këtë qark duhet të ketë një tension të vogël ndërprerës Uots dhe një rrymë të vogël kullimi I c0 në tensionin e portës U c.i = 0.

Përçueshmëria e kanalit të transistorit me efekt në terren T1 varet nga rryma e kullimit, dhe meqenëse kjo e fundit është e parëndësishme, përçueshmëria është gjithashtu e vogël. Prandaj, impedanca e daljes së një qarku me burim të përbashkët përcaktohet nga rezistenca e rezistencës R2. Sipas impedancës së daljes së amplifikatorit 4 kOhm, fitimi i tensionit është 5 (14 dB).

KASKADA ULF ME NGARKESE DINAMIKE

Transistorët me efekt në terren e bëjnë të lehtë zbatimin e qarqeve të amplifikatorit me frekuencë të ulët me një ngarkesë dinamike. Krahasuar me një fazë të fitimit të reostatit, e cila ka një rezistencë të vazhdueshme të ngarkesës, një përforcues me një ngarkesë dinamike ka një fitim më të lartë të tensionit.

Një diagram skematik i një përforcuesi me një ngarkesë dinamike është paraqitur në fig. 16, a.

Si rezistenca dinamike e ngarkesës së kullimit të transistorit me efekt në terren T1, përdoret një element aktiv - transistori me efekt në terren T2, rezistenca e brendshme e të cilit varet nga amplituda e sinjalit në kullimin e tranzitorit T1. Transistori T1 është i lidhur sipas një qarku të përbashkët burimor, dhe T2 është i lidhur sipas një qarku të përbashkët kullimi. Për rrymën e drejtpërdrejtë, të dy transistorët janë të lidhur në seri.

Oriz. 16. Diagramet skematike të amplifikatorëve me ngarkesë dinamike.

a - në dy PT; b - në PT dhe transistor bipolar; c - me një numër minimal pjesësh.

Sinjali i hyrjes U in aplikohet në portën e transistorit me efekt në terren T1 dhe hiqet nga burimi i tranzitorit T2.

Faza e amplifikimit (Fig. 16, a) mund të shërbejë si model gjatë ndërtimit të amplifikatorëve me shumë shkallë. Kur përdorni transistorë me efekt në terren të llojit KP103Zh, kaskada ka parametrat e mëposhtëm:

Duhet të theksohet se kur përdorni FET me një tension të ulët ndërprerës, mund të arrihet një fitim më i lartë i tensionit sesa kur përdorni FET me një tension të lartë ndërprerës. Kjo shpjegohet me faktin se rezistenca e brendshme (dinamike) e një FET me një tension të ulët ndërprerës është më e madhe se ajo e një FET me një tension të lartë ndërprerës.

Një tranzistor bipolar konvencional mund të përdoret gjithashtu si një rezistencë dinamike. Në këtë rast, fitimi i tensionit është edhe pak më i lartë se kur përdorni një transistor me efekt në terren në një ngarkesë dinamike (për shkak të një R i më të madh). Por në këtë rast, numri i pjesëve të nevojshme për të ndërtuar një fazë amplifikuese me një ngarkesë dinamike rritet. Një diagram skematik i një kaskade të tillë është paraqitur në Fig. 16b, dhe parametrat e tij janë afër atyre të amplifikatorit të mëparshëm të paraqitur në fig. 16, a.

Përforcuesit me ngarkesë dinamike duhet të përdoren për të marrë një fitim të lartë në ULF me zhurmë të ulët me një tension të ulët furnizimi.

Në fig. 16c përshkruan një fazë të amplifikatorit të ngarkuar dinamikisht që i mban pjesët në minimum dhe siguron deri në 40 dB fitim në nivele të ulëta zhurme. Fitimi i tensionit për këtë qark mund të shprehet si

(43)

ku S max1 - pjerrësia e tranzistorit T1; R i1, R i2 - rezistenca dinamike e transistorëve T1 dhe T2, përkatësisht.

ULF NË MIKROSKEMA

Mikroqarku K2UE841 është një nga mikroqarqet e para lineare të zotëruara nga industria jonë. Është një përforcues me dy faza me reagime të thella negative (ndjekës), i montuar në transistorë me efekt në terren. Mikroqarqet e këtij lloji përdoren gjerësisht si faza hyrëse të amplifikatorëve të ndjeshëm me brez të gjerë, si faza të largëta kur transmetojnë sinjale përmes një kablloje, në qarqet aktive të filtrit dhe qarqet e tjera që kërkojnë rezistencë të lartë hyrëse dhe të ulët në dalje dhe një koeficient të qëndrueshëm transmetimi.

Diagrami i qarkut të një amplifikuesi të tillë është paraqitur në fig. 17a; mënyrat për të ndezur mikroqarkun - në fig. 17, b, c, d.

Rezistenca R3 futet në qark për të mbrojtur transistorin e daljes nga mbingarkesat në rast të qarqeve të shkurtra në dalje. Një rënie e lehtë në reagime (në Fig. 17, në R os tregohet me një vijë me pika) është e mundur të merret një koeficient transmetimi i barabartë me një ose disi më shumë.

Impedanca e hyrjes së përsëritësve mund të rritet ndjeshëm (10-100 herë) nëse qarku i portës sigurohet kthyese me anë të një kondensatori C (treguar me një vijë me pika në Fig. 17, c). Në këtë rast, impedanca hyrëse e ndjekësit është afërsisht e barabartë me:

R në \u003d R s / (1-K dhe),

ku K dhe - koeficienti i transferimit të përsëritësit.

Parametrat kryesorë elektrikë, përsëritës janë si më poshtë:

Industria ka zotëruar prodhimin e mikroqarqeve hibride të filmit të serisë K226, të cilët janë amplifikues me frekuencë të ulët me zhurmë të ulët me një transistor me efekt në terren në hyrje. Qëllimi i tyre kryesor është të përforcojnë sinjalet e dobëta AC nga sensorë me rezistencë të lartë të brendshme.

Oriz. 17. Çipi K24E841.

a - diagrami skematik; b - qark me një tension të furnizimit me energji elektrike prej 12.6 V; c - një qark me dy furnizime me energji elektrike me një tension prej + -6.3 V; d - qark me një furnizim me energji elektrike me një tension prej -6.3 V.

Mikroqarqet janë bërë në një nënshtresë qelqi-qeramike duke përdorur një teknologji hibride të filmit duke përdorur transistorë me efekt në terren dhe bipolarë pa pako.

Mikroqarqet e amplifikatorëve me frekuencë të ulët ndahen në grupe sipas nivelit të fitimit dhe zhurmës (Tabela 1). Pamja dhe dimensionet e përgjithshme janë paraqitur në fig. 18.

Diagramet skematike të amplifikatorëve janë paraqitur në fig. 19, a, b dhe 20, a, b, dhe qarqet e tyre komutuese janë paraqitur në fig. 21, a, d. Kur ndizni mikroqarqet sipas skemave të fig. 21, a dhe c, impedanca hyrëse e amplifikatorëve është e barabartë me rezistencën e rezistencës së jashtme R i. Për të rritur rezistencën e hyrjes (deri në 30 MΩ ose më shumë), është e nevojshme të përdoren qarqet e Fig. 21.6, g.

Tabela 1

Oriz. 18. Pamja dhe dimensionet e përgjithshme të mikroqarqeve K2US261-K2US265.

Parametrat kryesorë elektrikë të mikroqarqeve K2US261 dhe K2US262:

Oriz. 19. Diagramet skematike të amplifikatorëve.

a - K2US261; b - K2US262.

Oriz. 20. Diagramet skematike të amplifikatorëve.

a - K2US263; b - K2US264 (të gjitha diodat e tipit KD910B).

Parametrat kryesorë elektrikë të mikroqarqeve K2US263 dhe K2US264:

Oriz. 21. Qarqet komutuese të amplifikatorit.

Rekomandime për përdorimin e mikroqarqeve. Varësia e frekuencës dhe frekuenca e ndërprerjes në nivelin 0,7 V në rajonin e frekuencës së ulët me një konstante kohore mjaft të madhe të qarkut të hyrjes përcaktohet nga kondensatori i jashtëm i filtrit të reagimit negativ C2 dhe rezistenca e rezistencës së qarkut të reagimit R o.s. në përputhje me marrëdhëniet:

Tensionet maksimale në hyrjen e mikroqarqeve K2US261, K2US262 nuk duhet të kalojnë 1 V për polaritet pozitiv dhe 3 V për negativ; në hyrjen e mikroqarqeve K2US263, K.2US264 - jo më shumë se 2 V për polaritet pozitiv dhe jo më shumë se 1 V për negativ.

Rezistenca e rrjedhjes R1 për rrymën hyrëse në intervalin e temperaturës së funksionimit -60 deri +70°C nuk duhet të kalojë 3 MΩ. Në intervalin e temperaturave maksimale më të ulëta ose me kërkesa të reduktuara për vlerën e tensionit të daljes, rezistenca e rezistencës R1 mund të rritet për të rritur rezistencën e hyrjes së skenës.

Rryma e rrjedhjes së kondensatorit të bashkimit të hyrjes C1 nuk duhet të kalojë 0.06 μA.

Për të ruajtur tensionin maksimal të daljes, rryma e rrjedhjes së kondensatorit C2 në intervalin e temperaturës së funksionimit nuk duhet të kalojë 20 μA. Kjo kërkesë plotësohet nga një kondensator i tipit K52-1A me një kapacitet 470 μF, rryma e rrjedhjes së të cilit nuk kalon 10 μA në këto tensione.

SKEMA PRAKTIKE TË AMLIFIKATORËVE ME FREKONCË TË ULËT NË TRANZISTORËT TË FUSHËS

Transistorët me efekt në terren zakonisht përdoren në amplifikatorë në lidhje me transistorët bipolarë, por ato mund të përdoren gjithashtu si pajisje aktive në amplifikatorët me frekuencë audio me shumë faza me bashkim rezistues-kapacitiv. Në fig. 22 tregon një shembull të përdorimit të transistorëve të efektit të fushës në një qark përforcues RC. Qarku i këtij përforcuesi është përdorur për të regjistruar sinjalet zanore të detit. Sinjali në hyrjen e amplifikatorit është marrë nga një hidrofon piezoceramic G dhe një kabllo e tipit KVD4x1.5, 500 m e gjatë, ka shërbyer si ngarkesë amplifikator.

Faza e hyrjes së amplifikatorit bëhet në një transistor me efekt në terren të llojit KP103Zh me një shifër minimale të zhurmës. Për të njëjtin qëllim (ulja e zhurmës), dy fazat e para ushqehen me një tension të reduktuar të marrë duke përdorur stabilizuesin parametrik D1R8. Falë këtyre masave, niveli i zhurmës së sjellë në hyrje në brezin e frekuencës 4 Hz-20 kHz ishte 1.5-2 μV.

Për të korrigjuar përgjigjen e frekuencës së amplifikatorit në frekuencat më të larta, kondensatorët korrigjues përkatës mund të lidhen paralelisht me rezistorët R6 dhe R10.

Për të përputhur rezistencën e lartë të prodhimit të amplifikatorit me një ngarkesë (kabllo) me rezistencë të ulët, përdoret një përcjellës i tensionit në transistorët T4, T5, i cili është një përforcues me dy faza me lidhje të drejtpërdrejtë. Për të eliminuar efektin e lëvizjes së rezistorëve të paragjykimit R11, R12, një reagim pozitiv në rrymën alternative futet përmes zinxhirit R13, C6. Vlera e llogaritur e rezistencës së daljes së një përsëritësi të tillë është 10 ohms.

Për të testuar performancën dhe fitimin e amplifikatorit, përdoret një gjenerator kalibrues, i montuar sipas qarkut simetrik të multivibratorit. Gjeneratori i kalibrimit prodhon impulse drejtkëndëshe me një frekuencë 85 Hz, të stabilizuar në amplitudë duke përdorur diodat zener D2-D5 të llojit D808, të cilat, në momentin që kalibruesi është ndezur, ushqehen përmes hidrofonit në hyrjen e amplifikatorit. Duke përdorur një ndarës të tensionit nëpër rezistorët R16, R17, amplituda e pulsit u vendos në 1 mV.

Megjithë thjeshtësinë e qarkut të amplifikatorit, fitimi ndryshon pak (rreth 2%) kur temperatura e ambientit ndryshon në intervalin 0-40 ° C, dhe fitimi në temperaturën e dhomës 20 ° C ishte 150.

Oriz. 22. Skema skematike e një përforcuesi hidroakustik.

Nëse impedanca e daljes së fazës së parë në një transistor me efekt në terren mund të reduktohet aq shumë sa të bëhet e mundur përdorimi i transistorëve bipolarë të zakonshëm në fazat pasuese, atëherë nuk është ekonomike të përdoren transistorë me efekt në terren për përforcim të mëtejshëm. Në këto raste, përdoren amplifikatorë që përdorin tranzistorë në terren dhe bipolarë.

Në fig. 23 tregon një diagram skematik të një amplifikuesi me frekuencë të ulët në tranzistorë në terren dhe bipolarë, i cili ka parametra të afërt me ato të një amplifikuesi RC me tre faza në transistorët me efekt në terren (Fig. 22). Pra, me një fitim të barabartë me 150, një përgjigje frekuence në një nivel prej 0.7 nga 20 Hz në 100 kHz, vlera e sinjalit maksimal të daljes së pashtrembëruar në R n \u003d 3 kOhm është 2 V.

Transistori i efektit të fushës T1 (Fig. 23) është i lidhur sipas qarkut me një burim të përbashkët, dhe transistori bipolar - sipas qarkut me një emetues të përbashkët. Për të stabilizuar performancën, amplifikuesi mbulohet nga reagimet negative DC.

Në fig. 24 tregon një qark përforcues me frekuencë të ulët me lidhje direkte, të zhvilluar nga V. N. Semenov dhe V. G. Fedorin, i krijuar për të përforcuar sinjale të dobëta nga burime me rezistencë të lartë hyrëse. Amplifikatori nuk përmban kondensatorë izolues, kështu që dimensionet e tij mund të jenë të vogla.

Parametrat e amplifikatorit janë si më poshtë:

Qarku është një DCF me 100% reagime DC; për shkak të kësaj, arrihet një minimum lëvizjeje dhe stabiliteti të regjimeve. Reagimi DC futet përmes një filtri me kalim të ulët, kështu që frekuenca më e ulët e ndërprerjes së amplifikatorit përcaktohet nga parametrat e këtij filtri.

Për të stabilizuar fitimin, reagimet negative përdoren në frekuencën e sinjalit me një thellësi prej rreth 20 dB. Fitimi varet nga thellësia e reagimit.

Oriz. 23. Diagrami skematik i ULF në tranzistorë në terren dhe bipolarë.

Oriz. 24. Skema skematike e ULF me lidhje direkte.

Përdorimi i reagimeve e bën amplifikatorin jokritik ndaj një ndryshimi në tensionin e furnizimit dhe një përhapje në parametrat e transistorëve dhe të gjitha pjesëve, përveç R10 dhe R11. Veçoritë e qarkut përfshijnë faktin se transistorët T3 dhe T4 funksionojnë me tensione U b.e të barabarta me U k.e.

Impedanca e lartë e hyrjes së amplifikatorit arrihet përmes përdorimit të transistorëve me efekt në terren. Në frekuenca më të ulëta, do të përcaktohet nga rezistenca e rezistorit R1, në frekuenca më të larta, nga kapaciteti i hyrjes së qarkut.

A.G. Milekhin

Literatura:

1. Tranzistorë me efekt në terren. Fizikë, teknologji dhe aplikim. Per. nga anglishtja. ed. A. Mayorova. M., "Radio Sovjetike", 1971.
2. Sevin L. Tranzistorë me efekt në terren. M., "Radio Sovjetike", 1968.
3. Malin VV‚ Sonin MS Parametrat dhe vetitë e transistorëve me efekt në terren. M., "Energjia", 1967.
4. Shervin V. Shkaqet e shtrembërimit në amplifikatorët e transistorit me efekt në terren. - “Elektronika”, 1966, nr.25.
5. Downes R. Parapërforcues ekonomik. “Elektronika”, 1972, nr.5.
6. Holzman N. Eliminimi i shkarkimeve me anë të amplifikatorit operacional. “Elektronika”, 1971, nr.3.
7. Gozling V. Zbatimi i transistorëve me efekt në terren. M., "Energjia". 1970.
8. De Cold. Përdorimi i diodave për stabilizimin e temperaturës së fitimit të një transistori me efekt në terren - "Elektronikë", 1971, nr. 12.
9. Galperin M. V., Zlobin Yu. V., Pavleiko V. A. Përforcues DC me transistor. M., "Energjia", 1972.
10. Katalog teknik. “Pajisje të reja. Tranzistorë me efekt në terren. qarqet e integruara hibride. Ed. Instituti Qendror i Kërkimeve "Elektronikë", 74.
11. Topchilov N. A. Mikroqarqe hibride lineare me një hyrje me rezistencë të lartë - Industria elektronike, 1973, nr. 9.

Përforcuesi i lëkundjeve AF është një pjesë integrale e çdo radioje moderne, radioje, televizori ose magnetofoni. Përforcuesi është baza e transmetimit të radios me tel, pajisjet e telekomandimit, shumë instrumente matëse, automatizimi elektronik dhe teknologjia kompjuterike dhe pajisjet kibernetike. Por në këtë bisedë do të flas pak: për elementet dhe funksionimin e amplifikatorëve të tranzistorit në lidhje me një fushë shumë të ngushtë të inxhinierisë radio - për të përforcuar dhe shndërruar lëkundjet elektrike të frekuencës së zërit në tingull.

FAZAT E AMPLIFIKUESIT

Është zakon të quajmë një fazë amplifikuese një transistor me rezistorë, kondensatorë dhe pjesë të tjera që i sigurojnë atij kushte pune si një përforcues. Përforcuesi që bëtë për marrësin e detektorit (shih Fig. 92) ishte me një fazë. Transistori i tij mund të jetë i përbërë (shih Fig. 95), por amplifikatori do të mbetet akoma njëfazor. Por një përforcues tranzistor me një fazë nuk mund të sigurojë përforcim të mjaftueshëm audio për riprodhimin e zërit me zë të lartë.

Për riprodhimin me zë të lartë të lëkundjeve të frekuencës audio, përforcuesi i tranzistorit duhet të jetë së paku dy ose tre faza. Në amplifikatorët që përmbajnë disa faza, ekzistojnë fazat e para-amplifikimit dhe fazat e daljes, ose përfundimtare. Faza e daljes quhet faza e fundit e amplifikatorit, e cila funksionon për telefonat ose një kokë dinamike të altoparlantit dhe ato paraprake janë të gjitha fazat përpara tij.

Detyra e një ose më shumë fazave të para-përforcuesit është rritja e tensionit të frekuencës audio në vlerën e nevojshme për të funksionuar transistorin e fazës së daljes. Nga transistori i fazës së daljes, kërkohet të rritet fuqia e lëkundjeve të frekuencës audio në nivelin e nevojshëm për funksionimin e kokës dinamike.

Për fazat e daljes së amplifikatorëve më të thjeshtë të tranzistorit, amatorët e radios shpesh përdorin transistorë me fuqi të ulët, njësoj si në fazat para-amp. Kjo shpjegohet me dëshirën për t'i bërë amplifikatorët më ekonomikë, gjë që është veçanërisht e rëndësishme për modelet portative me bateri. Fuqia dalëse e amplifikatorëve të tillë është e vogël - nga disa dhjetëra në 100-150 mW, por edhe ajo është e mjaftueshme për të përdorur telefona ose koka dinamike me fuqi të ulët. Nëse çështja e kursimit të energjisë nga burimet e energjisë nuk është aq e rëndësishme, për shembull, kur fuqizoni amplifikatorët nga një rrjet ndriçimi elektrik, përdoren transistorë të fuqishëm në fazat e daljes.

Cili është parimi i funksionimit të një përforcuesi të përbërë nga disa faza?

Ju shihni një diagram të një përforcuesi të thjeshtë AF me dy faza të tranzistorit në fig. 173. Konsideroni me kujdes. Transistori V1 funksionon në fazën e parë të amplifikatorit, transistori V2 funksionon në fazën e dytë. Këtu faza e parë është faza e para-amplifikimit, faza e dytë është faza e daljes. Midis tyre është një kondensator shkëputës C2. Parimi i funksionimit të cilitdo prej kaskadave të këtij amplifikatori është i njëjtë dhe i ngjashëm me parimin e funksionimit të një amplifikuesi me një fazë të njohur për ju.

Oriz. 173. Përforcues tranzistor me dy faza

Dallimi është vetëm në detaje: ngarkesa e tranzitorit V1 të fazës së parë është rezistenca R2, dhe ngarkesa e tranzitorit V2 të fazës së daljes është telefonat B1 (ose, nëse sinjali i daljes është mjaft i fortë, koka e altoparlantit). Paragjykimi në bazën e tranzitorit të fazës së parë ushqehet përmes rezistorit R1, dhe në bazën e tranzitorit të fazës së dytë - përmes rezistencës R3. Të dy fazat ushqehen nga një burim i përbashkët, i cili mund të jetë një bateri e qelizave galvanike ose një ndreqës. Mënyrat e funksionimit të transistorëve përcaktohen duke zgjedhur rezistorët R1 dhe R3, të cilat tregohen me yje në diagram.

Veprimi i amplifikatorit në tërësi është si më poshtë. Sinjali elektrik i aplikuar përmes kondensatorit C1 në hyrjen e fazës së parë dhe i përforcuar nga transistori V1, nga rezistenca e ngarkesës R2 përmes kondensatorit shkëputës C2 futet në hyrjen e fazës së dytë. Këtu ai përforcohet nga transistori V2 dhe telefonat B1, të përfshirë në qarkun kolektor të tranzitorit, shndërrohen në zë.

Cili është roli i kondensatorit C1 në hyrjen e amplifikatorit? Kryen dy detyra: kalon lirshëm tensionin e sinjalit të alternuar në tranzistor dhe parandalon që baza të shkurtohet me emetuesin përmes burimit të sinjalit. Imagjinoni që ky kondensator nuk është në qarkun e hyrjes, dhe burimi i sinjalit të përforcuar është një mikrofon elektrodinamik me rezistencë të ulët të brendshme. Çfarë do të ndodhë? Nëpërmjet rezistencës së ulët të mikrofonit, baza e tranzistorit do të lidhet me emetuesin. Transistori do të fiket pasi do të funksionojë pa një tension fillestar paragjykim. Do të hapet vetëm në gjysmë cikle negative të tensionit të sinjalit. Dhe gjysmë ciklet pozitive, të cilat mbyllin tranzistorin edhe më shumë, do të "ndërpriten" prej tij. Si rezultat, transistori do të shtrembërojë sinjalin e përforcuar.

Kondensatori C2 lidh fazat e amplifikatorit në rrymë alternative. Duhet të kalojë mirë komponentin e ndryshueshëm të sinjalit të përforcuar dhe të vonojë përbërësin konstant të qarkut kolektor të tranzitorit të fazës së parë. Nëse, së bashku me komponentin e ndryshueshëm, kondensatori gjithashtu përcjell rrymë të drejtpërdrejtë, mënyra e funksionimit të transistorit të fazës së daljes do të shqetësohet dhe zëri do të shtrembërohet ose do të zhduket plotësisht.

Kondensatorët që kryejnë funksione të tilla quhen kondensatorë bashkues, kalimtar ose ndarës.

Kondensatorët e hyrjes dhe kalimit duhet të kalojnë mirë të gjithë brezin e frekuencës së sinjalit të përforcuar - nga më i ulëti në më i larti. Kjo kërkesë plotësohet nga kondensatorët me një kapacitet prej të paktën 5 mikrofarad. Përdorimi i kondensatorëve bashkues me kapacitet të madh në amplifikatorët e transistorëve shpjegohet me rezistencën relativisht të ulët të hyrjes së transistorëve. Kondensatori bashkues siguron rrymë alternative me një rezistencë kondensative, e cila do të jetë sa më e vogël, aq më e madhe është kapaciteti i tij. Dhe nëse rezulton të jetë më e madhe se rezistenca e hyrjes së tranzistorit, një pjesë e tensionit AC do të bjerë mbi të, më shumë sesa në rezistencën hyrëse të tranzitorit, gjë që do të shkaktojë një humbje në fitim. Kapaciteti i kondensatorit bashkues duhet të jetë të paktën 3-5 herë më pak se rezistenca e hyrjes së tranzitorit. Prandaj, kondensatorët e mëdhenj vendosen në hyrje, si dhe për komunikimin midis fazave të tranzitorit. Këtu, zakonisht përdoren kondensatorë elektrolitikë me madhësi të vogël me respektimin e detyrueshëm të polaritetit të përfshirjes së tyre.

Këto janë tiparet më karakteristike të elementeve të një amplifikuesi AF me dy faza të tranzistorit.

Për të rregulluar në kujtesë parimin e funksionimit të një përforcuesi AF me dy faza të tranzistorit, unë propozoj të montoni, rregulloni dhe testoni disa nga opsionet e tij në veprim.

Në pajisjet e automatizimit, ngarkesa e fazës së daljes së një amplifikuesi me frekuencë të ulët mund të jetë një stafetë elektromagnetike, një motor elektrik ose ndonjë aktivizues tjetër. Në një radio ose rekorde, dredha-dredha e altoparlantit është ngarkesa.

Faza e daljes është e njëjtë me atë prestage. ULF, mund të montohet në një tranzistor sipas një qarku të përbashkët emetues. Duhet theksuar se që nga rezistenca e ngarkesës R H zakonisht shumë më pak se rezistenca e brendshme e qarkut kolektor R ef n K , fuqia që lirohet në ngarkesën e përfshirë drejtpërdrejt në qarkun e kolektorit do të jetë shumë e vogël. Në mënyrë që kjo fuqi të jetë maksimale e mundshme, është e nevojshme të plotësohet kushti R H-R eHK, d.m.th., rezistenca e ngarkesës duhet të jetë e barabartë me rezistencën e brendshme të burimit të sinjalit të dobishëm. Për ta bërë këtë, në praktikë, përdoren transformatorë që përputhen (Fig. 28). Qarqe të ngjashme të një përforcuesi të fuqisë së tranzistorit me një skaj me një emetues të përbashkët përdoren nëse fuqia dalëse nuk kalon 3 - 5 vat. Ngarkoni R H ndizet përmes një transformatori të përshtatshëm Tr.

Thelbi i përputhjes është se rezistenca e futur në mbështjelljen parësore të transformatorit nga mbështjellja sekondare R N ishte e barabartë me rezistencën e brendshme të qarkut kolektor R ex.to. ose të krahasueshme me të. Pastaj për të dhënë R N Dhe Re H, K detyra reduktohet në përcaktimin e raportit të transformimit te.

Dihet se U 2/U 1=W2/W 1=k, A Unë 2/Unë 1=W2/W 1=k. Kështu, rezistenca futet në qarkun primar

Nëse pranojmë , atëherë raporti i transformimit

d.m.th., transformatori duhet të zvogëlohet, pasi R n<R pranë.

Skemat e konsideruara të fazave paraprake dhe të prodhimit të ULF funksionojnë në modalitetin A. Në këtë mënyrë, pozicioni fillestar i pikës së funksionimit O zgjidhet në mes të linjës së ngarkesës. CD. Amplituda e komponentit të ndryshueshëm të rrymës së kolektorit është më e vogël se rryma qetësuese e kolektorit. Funksionimi në modalitetin A karakterizohet nga shtrembërim minimal jolinear dhe efikasitet i ulët (rreth 40%). Në këtë mënyrë, zakonisht funksionojnë të gjitha fazat e daljes paraprake dhe me fuqi të ulët ULF, të montuara në një transistor ose një tub vakum.

Në rastin kur është e nevojshme të merret një fuqi dalëse më shumë se 5 W, aplikoni

amplifikatorë shtytës-tërheqës të montuar në dy transistorë ose dy llamba.

Konsideroni funksionimin e një amplifikuesi të tillë në transistorë (Fig. 29). Përforcuesi përbëhet nga dy gjysma identike, secila prej të cilave është e ngjashme me amplifikatorin e treguar në Fig. 28.

Një tipar i qarkut push-tërheqës është se ai mund të përdoret në një modalitet ku rryma qetësuese e qarqeve të kolektorëve është afër zeros. Kjo mënyrë quhet modaliteti B. Kur funksionon në këtë modalitet, efikasiteti i amplifikatorit mund të arrijë 70%. Pika e funksionimit 0 'në karakteristikën hyrëse duhet të vendoset në rajonin e rrymave bazë afër zeros (Fig. 30, ). Si rezultat i kësaj, të dyja gjysmat e qarkut punojnë me radhë dhe secila hapet gjatë veprimit të gjysmë cikleve pozitive të tensioneve hyrëse dhe inx1 dhe inx2, pasi ato janë jashtë fazës me 180̊. Impulset e rrymës së bazës dhe kolektorit gjithashtu zhvendosen me 180̊ (Fig. 30, b, c). Në këtë rast, një fluks magnetik afër sinusoidalit formohet në qarkun magnetik T p2, pasi rryma i \u003d i k 1 - i k 2 kalon nëpër mbështjelljen parësore të transformatorit (Fig. 30, d).

Kur llogaritni fazat e amplifikimit në elementët gjysmëpërçues, duhet të dini shumë teori. Por nëse doni të bëni ULF më të thjeshtë, atëherë mjafton të zgjidhni transistorët për rrymë dhe fitim. Kjo është gjëja kryesore, ju ende duhet të vendosni se në cilën mënyrë duhet të funksionojë amplifikatori. Varet nga vendi ku planifikoni ta përdorni. Në fund të fundit, ju mund të përforconi jo vetëm zërin, por edhe rrymën - një impuls për të kontrolluar çdo pajisje.

Llojet e amplifikatorëve

Kur zbatohen projektet e fazave amplifikuese në transistorë, duhet të adresohen disa çështje të rëndësishme. Vendosni menjëherë se në cilën nga mënyrat do të funksionojë pajisja:

1. A është një përforcues linear, ka rrymë në dalje në çdo kohë gjatë funksionimit.
2. B - rryma kalon vetëm gjatë gjysmë ciklit të parë.
3. C - me efikasitet të lartë, shtrembërimet jolineare bëhen më të forta.
4. D dhe F - mënyrat e funksionimit të amplifikatorëve në modalitetin "çelës" (çelës).

Skemat e zakonshme të fazave të amplifikatorit të transistorit:

1. Me një rrymë fikse në qarkun bazë.
2. Me fiksimin e tensionit në bazë.
3. Stabilizimi i qarkut kolektor.
4. Stabilizimi i qarkut të emetuesit.
5. Lloji diferencial ULF.
6. Përforcues bas me dy goditje.

Për të kuptuar parimin e funksionimit të të gjitha këtyre skemave, duhet të paktën të merrni parasysh shkurtimisht veçoritë e tyre.

Fiksimi i rrymës në qarkun bazë

Ky është qarku më i thjeshtë i fazës së amplifikatorit që mund të përdoret në praktikë. Për shkak të kësaj, ajo përdoret gjerësisht nga amatorët e radios fillestare - nuk do të jetë e vështirë të përsëritet dizajni. Qarqet e bazës dhe kolektorit të tranzistorit mundësohen nga i njëjti burim, gjë që është një avantazh i dizajnit.

Por ajo gjithashtu ka disavantazhe - kjo është një varësi e fortë e parametrave jolinearë dhe linearë të ULF nga:

1. tensioni i furnizimit.
2. Shkallët e shpërndarjes së parametrave të elementit gjysmëpërçues.
3. Temperaturat - gjatë llogaritjes së fazës së përforcimit, ky parametër duhet të merret parasysh.

Ka mjaft disavantazhe, ato nuk lejojnë përdorimin e pajisjeve të tilla në teknologjinë moderne.

Stabilizimi i tensionit bazë

Në modalitetin A, fazat amplifikuese në transistorët bipolarë mund të funksionojnë. Por nëse rregulloni tensionin në bazë, atëherë mund të përdorni edhe punëtorë në terren. Vetëm kjo do të rregullojë tensionin jo të bazës, por të portës (emrat e kunjave për transistorë të tillë janë të ndryshëm). Një element i fushës është instaluar në qark në vend të një elementi bipolar, asgjë nuk do të duhet të ribëhet. Thjesht duhet të zgjidhni rezistencën e rezistorëve.

Kaskada të tilla nuk ndryshojnë në stabilitet, parametrat e saj kryesorë shkelen gjatë funksionimit dhe shumë fuqishëm. Për shkak të parametrave jashtëzakonisht të dobët, një skemë e tillë nuk përdoret, përkundrazi, është më mirë të përdoren dizajne me stabilizim të qarqeve të kolektorit ose emetuesit në praktikë.

Stabilizimi i qarkut të kolektorit

Kur përdorni qarqe përforcuese të kaskadës në transistorë bipolarë me stabilizim të qarkut të kolektorit, rezulton se kursen rreth gjysmën e vlerës së tensionit të furnizimit në daljen e tij. Për më tepër, kjo ndodh në një gamë relativisht të madhe të tensioneve të furnizimit. Kjo është bërë për faktin se ka një reagim negativ.

Kaskada të tilla përdoren gjerësisht në amplifikatorët me frekuencë të lartë - UFC, UPCH, pajisje tampon, sintetizues. Qarqe të tilla përdoren në transmetues (përfshirë telefonat celularë). Shtrirja e skemave të tilla është shumë e madhe. Sigurisht, në pajisjet celulare, qarku zbatohet jo në një tranzistor, por në një element të përbërë - një kristal i vogël silikoni zëvendëson një qark të madh.

Stabilizimi i emetuesit

Këto skema shpesh mund të gjenden, pasi ato kanë avantazhe të qarta - stabilitet të lartë të karakteristikave (kur krahasohen me të gjitha ato të përshkruara më sipër). Arsyeja është thellësia shumë e madhe e reagimit të rrymës (DC).

Fazat përforcuese në transistorët bipolarë, të bëra me stabilizimin e qarkut emetues, përdoren në marrës radio, transmetues, mikroqarqe për të rritur parametrat e pajisjeve.

Pajisjet përforcuese diferenciale

Faza e përforcimit diferencial përdoret mjaft shpesh, pajisje të tilla kanë një shkallë shumë të lartë imuniteti ndaj ndërhyrjeve. Për të fuqizuar pajisje të tilla, mund të përdorni burime të tensionit të ulët - kjo ju lejon të zvogëloni madhësinë. Një përforcues dif është marrë duke lidhur emetuesit e dy elementëve gjysmëpërçues me të njëjtën rezistencë. Qarku i amplifikatorit diferencial "klasik" është paraqitur në figurën më poshtë.

Kaskada të tilla përdoren shumë shpesh në qarqet e integruara, amplifikatorët operacionalë, amplifikatorët, marrësit FM, shtigjet e radios së telefonit celular dhe miksuesit e frekuencës.

Përforcues Push-Pull

Përforcuesit push-tërheqës mund të funksionojnë pothuajse në çdo mënyrë, por më shpesh përdoret B. Arsyeja është se këto faza janë instaluar ekskluzivisht në daljet e pajisjeve dhe atje është e nevojshme të rritet efikasiteti për të siguruar një nivel të lartë efikasiteti . Është e mundur të zbatohet një qark amplifikator push-tërheqës si në transistorë gjysmëpërçues me të njëjtin lloj përçueshmërie, ashtu edhe me të ndryshëm. Qarku "klasik" me shtytje-tërheqje është paraqitur në figurën më poshtë.

Pavarësisht nga mënyra e funksionimit të fazës amplifikuese, rezulton të zvogëlojë ndjeshëm numrin e harmonikëve në sinjalin e hyrjes. Kjo është arsyeja kryesore e përdorimit të gjerë të një skeme të tillë. Përforcuesit Push-pull shpesh përdoren në CMOS dhe elementë të tjerë dixhitalë.

Qarku i përbashkët bazë

Një qark i tillë kalimi i tranzistorit është relativisht i zakonshëm, është një katër pole - dy hyrje dhe të njëjtin numër daljesh. Për më tepër, një hyrje është gjithashtu një dalje, ajo është e lidhur me terminalin "bazë" të tranzitorit. Një dalje nga burimi i sinjalit dhe një ngarkesë (për shembull, një altoparlant) janë të lidhura me të.

Për të fuqizuar një kaskadë me një bazë të përbashkët, mund të aplikoni:

1. Qarku i fiksimit të rrymës bazë.
2. Stabilizimi i tensionit bazë.
3. stabilizimi i kolektorit.
4. stabilizimi i emetuesit.

Një tipar i qarqeve bazë të zakonshme është një rezistencë shumë e ulët në hyrje. Është e barabartë me rezistencën e kryqëzimit të emituesit të elementit gjysmëpërçues.

Qarku i përbashkët i kolektorit

Konstruksionet e këtij lloji përdoren gjithashtu mjaft shpesh; ky është një rrjet me katër terminale, i cili ka dy hyrje dhe të njëjtin numër daljesh. Ka shumë ngjashmëri me qarkun e përbashkët të amplifikatorit të bazës. Vetëm në këtë rast, kolektori është një pikë e përbashkët e lidhjes për burimin e sinjalit dhe ngarkesën. Ndër avantazhet e një qarku të tillë, mund të veçohet rezistenca e tij e lartë në hyrje. Për shkak të kësaj, shpesh përdoret në amplifikatorët me frekuencë të ulët.

Për të fuqizuar tranzistorin, është e nevojshme të përdoret stabilizimi i rrymës. Stabilizimi i emetuesit dhe kolektorit është ideal për këtë. Duhet të theksohet se një qark i tillë nuk mund të përmbysë sinjalin në hyrje, nuk e amplifikon tensionin, për këtë arsye quhet "ndjekës i emetuesit". Qarqe të tilla kanë një stabilitet shumë të lartë të parametrave, thellësia e reagimit DC (feedback) është pothuajse 100%.

emetues i përbashkët

Fazat e amplifikimit me një emetues të përbashkët kanë një fitim shumë të lartë. Është me përdorimin e zgjidhjeve të tilla të qarkut që ndërtohen amplifikatorë me frekuencë të lartë, të përdorur në teknologjinë moderne - sistemet GSM, GPS, në rrjetet Wi-Fi pa tel. Një katërpol (kaskadë) ka dy hyrje dhe të njëjtin numër daljesh. Për më tepër, emetuesi është i lidhur njëkohësisht me një dalje të ngarkesës dhe burimin e sinjalit. Për të fuqizuar kaskadat me një emetues të përbashkët, është e dëshirueshme të përdoren burime bipolare. Por nëse kjo nuk është e mundur, përdorimi i burimeve unipolare lejohet, por nuk ka gjasa që të jetë e mundur të arrihet fuqi e lartë.

Fazat e parapërforcimit Informacion i pergjithshem. Para-përforcuesi amplifikon luhatjet e tensionit ose rrymës së burimit të sinjalit në vlerat që duhet të aplikohen në hyrjen e fazës përfundimtare për të marrë një fuqi të caktuar në ngarkesë. Parapërforcuesi mund të jetë një ose shumëfazor. Transistorët në fazat e para-amplifikimit ndizen me OE, dhe llambat - me një katodë të përbashkët, e cila ju lejon të merrni fitimin më të lartë. Përfshirja e një transistori me OB është e përshtatshme në fazat e hyrjes që funksionojnë nga një burim sinjali me rezistencë të ulët të brendshme. Për të reduktuar shtrembërimin jolinear në fazat e para-amplifikimit, preferohet mënyra A.

• Sipas llojit të lidhjes midis kaskadave (me implementim shumëfazor të amplifikatorëve), ekzistojnë amplifikatorë me kapacitiv,
• transformator
• lidhje galvanike (përforcues DC).

Përforcues me bashkim kapacitiv. Përdoren gjerësisht amplifikatorët me bashkim kapacitiv ose JC. Janë të thjeshtë në dizajn dhe rregullim, të lirë, kanë karakteristika të qëndrueshme, janë të besueshëm në funksionim, janë të vegjël në madhësi dhe peshë. Qarqet tipike të amplifikatorit të bazuara në transistorë dhe llamba të lidhura me kapacitiv Përgjigja e frekuencës së një faze rezistence të lidhur me kapacitiv mund të ndahet në tre rajone të frekuencës: frekuenca të ulëta të ulëta, frekuenca të mesme të mesme dhe frekuenca të larta të sipërme. Në rajonin me frekuencë të ulët, fitimi Kn zvogëlohet (me frekuencë në rënie), kryesisht për shkak të rritjes së rezistencës së kondensatorit bashkues ndërfazor Ср1. Kapaciteti i këtij kondensatori zgjidhet mjaft i madh, gjë që do të zvogëlojë rënien e tensionit në të. Zakonisht, diapazoni i frekuencës së ulët kufizohet nga frekuenca fH, në të cilën fitimi zvogëlohet në 0.7 të vlerës së frekuencës së mesme, d.m.th. Kn = 0.7K0. Në rajonin e frekuencave të mesme, të cilat përbëjnë pjesën kryesore të diapazonit të funksionimit të amplifikatorit, fitimi Ko është praktikisht i pavarur nga frekuenca. Në rajonin me frekuencë të lartë fB, ulja e fitimit Kv është për shkak të kapacitetit Co \u003d / \u003d Cout + Cm + Cin (ku Cout është kapaciteti i elementit përforcues të kaskadës; Cm është kapaciteti i instalimit , Cin është kapaciteti i elementit amplifikues të kaskadës së ardhshme). Kjo kapacitet gjithmonë kërkohet të minimizohet në mënyrë që të kufizohet rryma e sinjalit përmes saj dhe të sigurohet një fitim i madh. Llogaritja e fazës së paraamplifikimit të rezistencës. Të dhënat fillestare: brezi i përforcuar i frekuencës fn-fv = 100-4000 Hz, faktori i shtrembërimit të frekuencës MH

• 1. Zgjedhja e llojit të tranzistorit. Rryma kolektore e kaskadës, në të cilën jepet amplituda e rrymës hyrëse të kaskadës së ardhshme Iin.tsl, Ik \u003d (1.25h-1.5) IEx.ref \u003d. (1.25-7-1.5) 12 \u003d 15 -5-18 mA. Le të marrim Ik \u003d 15 mA. Sipas Ik-së aktuale dhe frekuencës së ndërprerjes, e cila duhet të jetë
• \u003d 540000 Hz \u003d 0,54 MHz, ne zgjedhim transistorin MP41 për kaskadën me parametrat e mëposhtëm: Ik \u003d 40 mA; UKe=15 V; |3min = 30; pmax=60; uria = 1 MHz.
• 2. Përcaktimi i rezistencave të rezistorëve RK dhe Ra. Këto rezistenca përcaktohen në bazë të rënies së tensionit në to. Ne marrim rënien e tensionit nëpër rezistorët R * dhe Re, përkatësisht, 0,4 Ek dhe 0,2 Ek, Ne zgjedhim rezistorët MLT-0,25 270 Ohm dhe MLT-0,25 130 Ohm.
• 3. Tensioni ndërmjet emetuesit dhe kolektorit të tranzistorit në karakteristikat statike të daljes në pikën e punës
• kam (Fig. 94, a), ne përcaktojmë rrymën bazë Ibo \u003d 200 μA në pikën e funksionimit O ". Sipas karakteristikës statike hyrëse të transistorit (Fig. 94, b) ike \u003d 5 V për Ibo \ u003d 200 μA, ne përcaktojmë tensionin e paragjykimit në pikën e punës O / Ubeo \u003d 0,22 V.
• 4. Për të përcaktuar rezistencën hyrëse të tranzistorit në pikën O "vizatojmë një tangjente me karakteristikën hyrëse të tranzitorit. Rezistenca e hyrjes përcaktohet nga tangjentja e pjerrësisë së tangjentes.
• 5. Përkufizimi i një ndarësi, tensioni i paragjykimit. Rezistenca e rezistencës R2 të ndarësit merret me R2 = (5-15) Rin.e. Le të marrim R2 \u003d 6Rin.e \u003d 6-270 \u003d 1620 Ohm. Ne zgjedhim rezistencën MLT-0.25 1.8 kOhm sipas GOST. Rryma e ndarësit në kaskadat e para-amplifikimit merret si Id \u003d (3-10) Ibo \u003d (Z-10) -200 \u003d 600-2000 μA. Le të marrim ID \u003d 2 mA. Rezistenca e rezistencës R1 të ndarësit Ne zgjedhim rezistencën MLT-0.25 3.9 kOhm sipas GOST.
• 6. Llogaritja e kapaciteteve. Kapaciteti i kondensatorit të komunikimit ndërfazor përcaktohet në bazë të shtrembërimit të lejueshëm të frekuencës Ms të futur në frekuencën më të ulët të punës Kapaciteti i kondensatorit Le të marrim një kondensator elektrolitik me kapacitet 47 μF me Uwork > DURE = 0,2 Ek = 0,2-10 = 2 V .

Përforcues të bashkuar me transformator. Fazat e para-ampit të bashkuar me transformator sigurojnë përputhje më të mirë të fazave amplifikuese në krahasim me fazat e lidhura me rezistencë kapacitive dhe përdoren si inverse për të ushqyer një sinjal në një fazë dalëse shtytje-tërheqje. Shpesh një transformator përdoret si një pajisje hyrëse.

Diagramet e fazave amplifikuese me lidhjen serike dhe paralele të transformatorit janë paraqitur në. Qarku me një transformator të lidhur në seri nuk përmban një rezistencë RK në qarkun e kolektorit, prandaj ka një rezistencë më të lartë dalëse të fazës, e barabartë me rezistencën dalëse të tranzitorit dhe përdoret më shpesh. Në një qark me një transformator të lidhur paralelisht, kërkohet një kondensator tranzicioni C. Disavantazhi i këtij qarku është humbja shtesë e fuqisë së sinjalit në rezistencën RK dhe ulja e rezistencës në dalje për shkak të efektit të lëvizjes së kësaj rezistence. Ngarkesa e fazës së transformatorit është zakonisht impedanca relativisht e ulët hyrëse e fazës pasuese. Në këtë rast, për komunikimin ndërfazor, përdoren transformatorët në rënie me një raport transformimi n2 = * RB / R "H

Përgjigja e frekuencës së një amplifikuesi të shoqëruar me transformator ka reduktim të fitimit në frekuencat e ulëta dhe të larta. Në rajonin me frekuencë të ulët, ulja e fitimit të kaskadës shpjegohet me një ulje të rezistencës induktive të mbështjelljeve të transformatorit, si rezultat i së cilës veprimi i tyre i lëvizjes së qarqeve hyrëse dhe dalëse të kaskadës rritet dhe fitimi K = Ko / zvogëlohet. Në frekuenca mesatare, ndikimi i elementeve reaktive mund të neglizhohet. Në rajonin e frekuencës së lartë, fitimi ndikohet nga kapaciteti i kryqëzimit të kolektorit Sk dhe induktiviteti i rrjedhjes ls i mbështjelljes së transformatorit. Në një frekuencë të caktuar, kapaciteti Sk dhe induktiviteti Is mund të shkaktojnë rezonancë të tensionit, si rezultat i së cilës, në këtë frekuencë, është e mundur një rritje në përgjigjen e frekuencës. Ndonjëherë kjo përdoret për të korrigjuar përgjigjen e frekuencës së amplifikatorit.