Нека въведем термина "индикатор за качество":

(20)

Стойността на М може да се разбере от фиг. 12, която показва типична предавателна характеристика на p-канален FET.

Наклонът на кривата при U C. и =0 е равен на S max. Ако допирателната в точката U z.i = 0 продължи до пресичането й с абсцисната ос, то тя ще отреже отсечката U ots /M на тази ос. Това е лесно да се покаже от (20):

(21)

Следователно М е мярка за нелинейността на пропускателната характеристика на полевия транзистор. Показано е, че при производството на полеви транзистори по метода на дифузията M = 2.

Намерете стойността на тока I c0 чрез израз (21):

Замествайки стойността му в (19), получаваме:

Ако във формула (1) поставим R i >> R n, тогава усилването на напрежението за верига с общ източник

(23)

Замествайки стойността на печалбата (23) в израз (22), получаваме:

(24)

От съотношението (24) можем да направим следното заключение: при дадено захранващо напрежение коефициентът на усилване на етапа е обратно пропорционален на напрежението на прекъсване на полевия транзистор. И така, за транзистори с полеви ефекти, произведени по метода на дифузия, M = 2 и при U ot1 = 1,5 V (KP103E), U ots2 = 7 V (KP103M), захранващо напрежение 12,6 V и U c = 7 V, печалбите на каскадите са равни съответно на 7,5 и 1,6. Усилването на каскадата с PT1 се увеличава още повече, ако чрез увеличаване на съпротивлението на натоварване R n, U s се намали до 1,6 V. Трябва да се отбележи, че в този случай при постоянно захранващо напрежение E n транзистор с ниско наклонът може да осигури по-голямо усилване на напрежението от транзистор с по-висока транспроводимост (поради по-голямото съпротивление на натоварване).

В случай на ниско съпротивление на натоварване Rn е желателно да се използват транзистори с полеви ефекти с високо напрежение на прекъсване, за да се получи по-голямо усилване (чрез увеличаване на S).

За транзистори с ниско напрежение на прекъсване, промяната в тока на изтичане с температура е много по-малка, отколкото при транзистори с високо напрежение на прекъсване и следователно изискванията за стабилизиране на работната точка са по-ниски. С отклонения на портата, които задават температурния коефициент на промяна на тока на изтичане на нула, транзисторите с по-ниско напрежение на прекъсване имат по-висок ток на изтичане от транзистор с по-високо напрежение на прекъсване. В допълнение, тъй като преднапрежението на вратата (при нулев температурен коефициент) е по-високо за втория транзистор, транзисторът ще работи в режим, в който нелинейността на неговите характеристики е по-засегната.

За дадено захранващо напрежение FETs с ниско прекъсване позволяват по-голям динамичен диапазон. Например, от два транзистора с напрежение на прекъсване от 0,8 и 5 V при захранващо напрежение от 15 V и максимално съпротивление на натоварване, изчислено от връзка (18), на изхода на първия можете да получите два пъти амплитудата на изходен сигнал (дефиниран като разликата между E p и U ots), равен на 14,2 V, докато във втория - само 10 V. Разликата в печалбата ще бъде още по-изразена, ако E p се намали. Така че, ако захранващото напрежение се намали до 5 V, тогава удвоената амплитуда на изходното напрежение на първия транзистор ще бъде 4,2 V, докато вторият транзистор е почти невъзможен за използване за тези цели.

НЕЛИНЕЙНО ИЗКРИВЯВАНЕ В УСИЛВАТЕЛИТЕ

Размерът на нелинейното изкривяване, което възниква в FET усилвателите, се определя от много параметри на веригата: отклонение, работно напрежение, съпротивление на натоварване, ниво на входния сигнал и характеристики на полеви транзистори.

Когато към входа на усилвател с общ източник се приложи синусоидално напрежение U 1 sinωt, моментната стойност на общото напрежение във веригата порта-източник може да бъде записана

U z.i \u003d E cm + U 1 sinωt

където E cm е напрежението на външното отклонение, приложено към портата.

Като се вземе предвид квадратичната зависимост на тока на изтичане от напрежението на затвора (1), моментната стойност на i c ще бъде равна на:

(24а)

Разширявайки скобите в уравнение (24а), получаваме подробен израз за тока на изтичане:

От израз (24b) се вижда, че изходният сигнал, наред с постоянната компонента и първия хармоник, съдържа втория хармоник на честотата на входния сигнал.

THD се определя като съотношението на RMS стойността на всички хармоници към RMS стойността на основния хармоник в изходния сигнал. Използвайки тази дефиниция, от израз (24b) намираме хармоничния коефициент, изразяващ (E cm -U ots) чрез I c0:

(24v)

Израз (24c) дава само приблизителен резултат, тъй като действителните характеристики на потока на FET се различават от описаните с израз (1).

За да се постигне минимално нелинейно изкривяване, е необходимо:

Поддържайте стойността на U s. и достатъчно голяма, така че при максималния диференциал на изходния сигнал условието да е изпълнено

U s.i ≥(1,5...3)U ots

Не работете при напрежения гейт-дрейн близки до пробив;
- съпротивлението на натоварване трябва да е достатъчно голямо.

На фиг. 16, c показва схема, в която полевият транзистор работи с голямо R n, което осигурява ниско изкривяване и високо усилване. Вторият полеви транзистор Т2 се използва тук като съпротивление на натоварване. Тази схема осигурява усилване на напрежението от около 40 dB при E pit = 9 V.

Изборът на типа FET, който осигурява най-малко изкривяване, зависи от нивото на входния сигнал, захранващото напрежение и необходимата честотна лента. С високо ниво на изходен сигнал и значителна честотна лента, FETs с големи U ots са желателни. При ниско ниво на входния сигнал или ниско захранващо напрежение, FETs с малко U ots са за предпочитане.

ПЕЧАЛБА СТАБИЛИЗАЦИЯ

Усилването на ULF на FET, както и на други активни елементи, е подложено на влиянието на различни дестабилизиращи фактори, под влиянието на които променя стойността си. Един такъв фактор са промените в температурата на околната среда. За борба с тези явления се използват главно същите методи като в схемите, базирани на биполярни транзистори: те използват отрицателна обратна връзка както за тока, така и за напрежението, покривайки един или повече етапи, и въвеждат зависими от температурата елементи във веригата.

В транзистор с полеви ефекти с p-n преход, под действието на температурата, обратният предубеден ток на затвора се променя експоненциално, токът на изтичане и наклонът се променят.

Ефектът от промяната на тока на затвора I g върху усилването може да бъде отслабен чрез намаляване на съпротивлението на резистора R g във веригата на затвора. За да се намали ефектът от промените в тока на изтичане, както в случая с използването на биполярни транзистори, може да се използва отрицателна обратна връзка с постоянен ток (фиг. 13, а).

Нека разгледаме по-подробно някои начини за намаляване на ефекта от промените в наклона S върху усилването.

В режим на усилване на слаб сигнал усилването на некомпенсираното FET стъпало пада с повишаване на температурата. Например коефициентът на усилване на веригата на фиг. 13, а, равно на 13,5 при 20° C, намалява до 12 при +60° C. Това намаление се дължи главно на температурната промяна в наклона на полевия транзистор. Параметри на отклонение като ток на източване Ic, напрежение от порта към източник Uc.i и напрежение от източник към изтичане Uc.i се променят само леко поради съществуващата обратна връзка с постоянен ток.

Ориз. 13. Усилвателни схеми със стабилизация на усилването.

а - некомпенсирана каскада; b - етап на компенсирано усилване; c - компенсиран етап на усилване с OOS; g - преходна характеристика.

Чрез включването на няколко обикновени диода във веригата за отрицателна обратна връзка между портата и източника (фиг. 13, b) е възможно да се стабилизира усилването на усилвателя без въвеждане на допълнителни етапи. С повишаване на температурата напрежението в права посока на всеки диод намалява, което от своя страна води до намаляване на напрежението U c.i.

Експериментално е показано, че получената промяна в напрежението премества работната точка по такъв начин, че наклонът S е относително стабилен в определени граници на промяна на температурата (фиг. 13, d). Например усилването на усилвателя по схемата на фиг. 13, b, равно на 11, практически запазва стойността си в температурния диапазон 20-60 ° C (K и се променя само с 1%).

Въвеждането на отрицателна обратна връзка между портата и източника (фиг. 13, c) намалява усилването, но осигурява по-добра стабилност. Усилвател на усилвателя по схемата на фиг. 13c, равно на 9, практически не се променя при промяна на температурата от 20 до 60 °.

Чрез внимателен избор на работната точка и броя на диодите, усилването може да се стабилизира с точност от 1% в диапазон до 100°C.

НАМАЛЯВАНЕ НА ВЛИЯНИЕТО НА ВХОДНИЯ КАПАЦИТЕТ НА FET ВЪРХУ ЧЕСТОТНИТЕ СВОЙСТВА НА УСИЛВАТЕЛИТЕ

За изходния последовател, показан на фиг. 11, a, според неговата еквивалентна схема (фиг. 11, b), времеконстантата на входната верига може да бъде определена с достатъчна точност за практически изчисления, както следва:

τ в \u003d R g [C g + C s.s + C s.i (1 - K и)], (25)

където R g и C g са параметрите на източника на сигнал.

От израза (25) се вижда, че времеконстантата на входната верига е правопропорционална на капацитетите С з.с и С з.и, а капацитетът Сз.и поради влиянието на NFB се намалява с ( 1-K u) пъти.

Обаче, получаването на усилване на напрежението, близко до единица (за да се елиминира ефектът на капацитета C d.i) в конвенционална схема на повторител на източника, е изпълнено с трудности, свързани с ниско напрежение на пробив на транзистор с полеви ефекти. Така че, за да се получи усилване на напрежението от 0,98 на полеви транзистор KP102E с максимален ток на изтичане I c0 \u003d 0,5 mA, максимален наклон от 0,7 mA / V, е необходимо да се използва съпротивление R n \u003d 65 kOhm. При I c0 \u003d 0,5 mA, спадът на напрежението на съпротивлението R n ще бъде около 32,5 V, а захранващото напрежение трябва да бъде поне по-голямо от това напрежение със стойността U ots, т.е. E p \u003d 35 V.

За да се избегне необходимостта от използване на високо захранващо напрежение, за да се получи коефициент на усилване, близък до единица, на практика често се използват схеми с комбиниран последовател, базирани на полеви и биполярни транзистори.

На фиг. 14, а е показана комбинирана схема, както според вида на използваните в нея транзистори, така и според схемата на тяхното свързване, която се нарича последователен източник със серво връзка. Изтичането на полевия транзистор Т1 е свързано към основата на биполярния транзистор Т2, от колектора на който сигналът се подава към изходния извод на полевия транзистор в противофаза с входния сигнал. Чрез избора на резистори R5 и R6 е възможно да се получи напрежение на сигнала при източника, равно на входното напрежение, като по този начин се елиминира ефектът на капацитета C z.i.

Резистор R1, инсталиран във веригата на отклонение на портата, е свързан към източника на транзистора T1 чрез голям кондензатор C2. Ефективното съпротивление във веригата на отклонение се определя от съпротивлението на резистора R 1 и коефициента на обратна връзка, така че

(35)

където U и - амплитудата на сигнала при източника на транзистора Т1.

Ориз. 14. Усилвателни схеми с намален входен капацитет.

a - последовател на източник с проследяваща връзка; b - с намален капацитет C z.s; c - последовател на източника с динамично натоварване.

За големи стойности на β на биполярния транзистор T2, печалбата на веригата може да бъде приблизително оценена чрез следния израз:

(36)

Ако усилвателят е проектиран да работи при ниски честоти, тогава резисторът R6 може да бъде шунтиран с кондензатор C3 (на фиг. 14, a е показан с пунктирана линия); в този случай горната честотна граница се определя от израза

(37)

По-горе беше разгледан метод за намаляване на ефекта на капацитета C z.i на порта-източник върху честотната характеристика на усилвателя чрез получаване на усилване, близко до единица от повторителя на източника. Влиянието на капацитета C s остава непроменено.

Допълнително подобрение на честотната характеристика на усилвателите може да се постигне чрез намаляване на статичния капацитет гейт-дрейн във входната верига на веригата.

За да намалите ефекта на капацитета между гейта и дрейна, можете да приложите метод, подобен на описания по-горе, за да намалите ефекта на капацитета Cd, т.е. да намалите напрежението на сигнала в капацитета. В схемата, показана на фиг. 14, b, ефектът на капацитета C s е намален толкова много, че входният капацитет на каскадата е почти напълно определен от местоположението на частите във веригата и капацитета на инсталацията.

Първият етап на транзистора Т1 има малък товар в дрейновата верига и е последовател на източника за сигнала, взет от източника. Изходният сигнал се подава към етап с общ колектор с помощта на биполярен транзистор.

За да се намали ефекта на капацитета C z.s, сигналът от изходното стъпало (емитер последовател) се подава през кондензатор C2 към изтичането на транзистора T1 във фаза с входния сигнал. За да се увеличи компенсационният ефект, е необходимо да се вземат мерки за увеличаване на коефициента на предаване на първия етап. Това се постига чрез прилагане на сигнал от емитерния повторител към резистора R3. В резултат на това напрежението, приложено към дренажа, става по-голямо и отрицателната обратна връзка става по-ефективна. В допълнение, увеличаването на коефициента на предаване на първия етап допълнително намалява ефекта на капацитета C z.i.

Ако не използвате изброените методи за намаляване на капацитета на портата, тогава входният капацитет обикновено е доста значителен (за транзистора KP103 той е 20-25 pF). В резултат на това е възможно да се намали входният капацитет до 0,4-1 pF.

Източен последовател с динамично натоварване (Според материалите на Ю. И. Глушков и В. Н. Семенов), обхванат от серво обратна връзка към дренажа, е показан на фиг. 14, c. С помощта на такава схема е възможно да се елиминира влиянието на статичното усилване на полевия транзистор μ върху коефициента на предаване на последователя на източника, както и да се намали капацитетът C z.s. Транзисторът T2 действа като стабилен генератор на ток, задавайки тока в източника на транзистора T1 с полеви ефекти. Транзисторът T3 е динамично натоварване в дренажната верига на полевия транзистор, но променлив ток. Параметри на последовател на източника:

ИКОНОМИЧЕН ULF

Разработчикът понякога е изправен пред задачата да създаде икономични нискочестотни усилватели, работещи от източник на захранване с ниско напрежение. В такива усилватели могат да се използват транзистори с полеви ефекти с ниско напрежение на прекъсване U ots и ток на насищане I c0; тези схеми имат несъмнени предимства пред схемите с тръби и биполярни транзистори.

Изборът на работната точка в икономичните транзисторни усилватели с полеви ефекти се определя въз основа на условието за получаване на минимално разсейване на мощността. За тази цел напрежението на отклонение U c.i се избира почти равно на напрежението на прекъсване, докато изтичащият ток клони към нула. Този режим осигурява минимално нагряване на транзистора, което води до ниски токове на утечка на затвора и високо входно съпротивление. Необходимото усилване при ниски токове на изтичане се постига чрез увеличаване на съпротивлението на натоварване.

В икономичните нискочестотни усилватели каскадната верига, показана на фиг. 10б. В тази верига се формира преднапрежение на съпротивлението в веригата на източника, което създава отрицателна обратна връзка по ток, която стабилизира режима от влиянието на температурните колебания и разсейването на параметрите.

Можем да предложим следната процедура за изчисляване на икономични ULF каскади, направени съгласно фиг. 10б.

1. Въз основа на условието за получаване на минимално разсейване на мощността, ние избираме транзистор с полеви ефекти с ниско напрежение на прекъсване U ots и ток на насищане I c0.
2. Избираме работната точка на полевия транзистор за ток I c (единици - десетки микроампери).
3. Като се има предвид, че при напрежение на отклонение, близко до напрежението на прекъсване, токът на изтичане може да бъде приблизително определен от израза

Rc ≈ U ots /R и (38)

съпротивление във веригата източник

R и ≈ U ots / I и (39)

4. Въз основа на необходимото усилване намираме R n. Тъй като факторът на усилване

(40)

след това, пренебрегвайки маневреното действие на диференциалното съпротивление дрейн-източник R i и замествайки вместо S неговата стойност, получена чрез диференциране на израза за дрейн ток в (40), получаваме:

(41)

От последния израз намираме необходимата устойчивост на натоварване:

(42)

Това е мястото, където изчислението на усилвателя завършва и в процеса на настройка само се уточняват стойностите на резисторите R n и R и .

На фиг. 15 показва практическа диаграма на икономичен нискочестотен усилвател, работещ от капацитивен сензор (например от пиезокерамичен хидрофон).

Поради ниския ток на отклонение на изходния усилвател, който се състои от два транзистора Т2 и Т3, разсейваната мощност на целия предусилвател е 13 μW. Предусилвателят черпи 10µA ток при захранващо напрежение от 1,35V.

Ориз. 15. Принципна схема на икономичен усилвател.

Входният импеданс на предусилвателя се определя от съпротивлението на резистора R1. Всъщност входното съпротивление на транзистора с полеви ефекти може да бъде пренебрегнато, тъй като то е с порядък по-голямо от съпротивлението на резистора R1.

В режим на малък сигнал входното стъпало на предусилвателя е еквивалентно на веригата с общ източник, докато веригите на отклонение се изпълняват като в веригата на източника на последовател.

Транзисторът с полеви ефекти, използван в тази схема, трябва да има малко напрежение на прекъсване Uots и малък ток на изтичане I c0 при напрежението на портата U c.i = 0.

Проводимостта на канала на полевия транзистор Т1 зависи от изтичащия ток и тъй като последният е незначителен, проводимостта също е малка. Следователно изходният импеданс на верига с общ източник се определя от съпротивлението на R2. Според изходния импеданс на усилвателя 4 kOhm, усилването по напрежение е 5 (14 dB).

ULF КАСКАДИ С ДИНАМИЧНО НАТОВАРВАНЕ

Полевите транзистори улесняват внедряването на нискочестотни усилвателни вериги с динамично натоварване. В сравнение с реостатното усилване, което има постоянно съпротивление на натоварване, усилвател с динамично натоварване има по-високо усилване на напрежението.

Принципна диаграма на усилвател с динамичен товар е показана на фиг. 16, а.

Като динамично съпротивление на изтичащия товар на полевия транзистор T1 се използва активен елемент - полевия транзистор T2, чието вътрешно съпротивление зависи от амплитудата на сигнала при изтичането на транзистора T1. Транзисторът T1 е свързан в съответствие с обща верига на източника, а T2 е свързан в съответствие с обща верига на изтичане. За постоянен ток и двата транзистора са свързани последователно.

Ориз. 16. Принципни схеми на усилватели с динамичен товар.

a - на два PT; b - на PT и биполярен транзистор; c - с минимален брой части.

Входният сигнал U in се прилага към затвора на полевия транзистор Т1 и се отстранява от източника на транзистора Т2.

Етапът на усилване (фиг. 16, а) може да служи като модел при изграждането на многостъпални усилватели. При използване на полеви транзистори от типа KP103Zh каскадата има следните параметри:

Трябва да се отбележи, че когато се използват FET с ниско напрежение на прекъсване, може да се получи по-голямо усилване на напрежението, отколкото когато се използват FET с високо напрежение на прекъсване. Това се обяснява с факта, че вътрешното (динамично) съпротивление на FET с ниско напрежение на прекъсване е по-голямо от това на FET с високо напрежение на прекъсване.

Като динамично съпротивление може да се използва и конвенционален биполярен транзистор. В този случай усилването на напрежението е дори малко по-високо, отколкото при използване на полеви транзистор при динамично натоварване (поради по-голямото R i). Но в този случай броят на частите, необходими за изграждане на етап на усилване с динамично натоварване, се увеличава. Схематична диаграма на такава каскада е показана на фиг. 16b, а параметрите му са близки до тези на предишния усилвател, показан на фиг. 16, а.

Трябва да се използват усилватели с динамично натоварване, за да се получи голямо усилване в ULF с ниско ниво на шум с ниско захранващо напрежение.

На фиг. 16c изобразява динамично натоварено усилвателно стъпало, което поддържа минимални части и тази схема осигурява до 40 dB усилване при ниски нива на шум. Усилването на напрежението за тази верига може да се изрази като

(43)

където S max1 - наклонът на транзистора T1; R i1, R i2 - динамично съпротивление на транзисторите Т1 и Т2, съответно.

ULF НА МИКРОСХЕМИ

Микросхемата K2UE841 е една от първите линейни микросхеми, усвоени от нашата индустрия. Това е двустепенен усилвател с дълбока отрицателна обратна връзка (последовател), монтиран на транзистори с полеви ефекти. Микросхемите от този тип се използват широко като входни етапи на чувствителни широколентови усилватели, като отдалечени етапи при предаване на сигнали по кабел, в активни филтърни вериги и други вериги, които изискват висок входен и нисък изходен импеданс и стабилен коефициент на предаване.

Електрическата схема на такъв усилвател е показана на фиг. 17а; начини за включване на микросхемата - на фиг. 17, б, в, г.

Резистор R3 се въвежда във веригата за защита на изходния транзистор от претоварване в случай на късо съединение на изхода. Леко намаляване на обратната връзка (на фиг. 17, в R os е показано с пунктирана линия) е възможно да се получи коефициент на предаване, равен на единица или малко повече.

Входният импеданс на повторителите може да бъде значително увеличен (10-100 пъти), ако се осигури обратна връзка към веригата на портата с помощта на кондензатор C (показан с пунктирана линия на фиг. 17, c). В този случай входният импеданс на последователя е приблизително равен на:

R в \u003d R s / (1-K и),

където K и - коефициентът на предаване на повторителя.

Основните електрически параметри на повторителя са както следва:

Индустрията е усвоила производството на хибридни филмови микросхеми от серия K226, които са нискочестотни усилватели с нисък шум с полеви транзистор на входа. Тяхната основна цел е да усилват слаби AC сигнали от сензори с високо вътрешно съпротивление.

Ориз. 17. Чип K24E841.

а - принципна диаграма; b - верига с едно захранващо напрежение от 12,6 V; c - верига с две захранвания с напрежение + -6,3 V; d - верига с едно захранване с напрежение -6,3 V.

Микросхемите са направени върху стъклокерамична подложка с помощта на технология с хибриден филм, използваща полеви и биполярни безпакетни транзистори.

Микросхемите на нискочестотните усилватели са разделени на групи според усилването и нивото на шума (Таблица 1). Външният вид и общите размери са показани на фиг. 18.

Принципни диаграми на усилвателите са показани на фиг. 19, a, b и 20, a, b, а техните превключващи вериги са показани на фиг. 21, а, г. При включване на микросхемите съгласно схемите на фиг. 21, а и в, входният импеданс на усилвателите е равен на съпротивлението на външния резистор R i . За да увеличите входното съпротивление (до 30 MΩ или повече), е необходимо да използвате веригите на фиг. 21.6, g.

маса 1

Ориз. 18. Външен вид и габаритни размери на микросхеми K2US261-K2US265.

Основните електрически параметри на микросхемите K2US261 и K2US262:

Ориз. 19. Принципни схеми на усилватели.

а - K2US261; b - K2US262.

Ориз. 20. Принципни схеми на усилватели.

а - K2US263; b - K2US264 (всички диоди от типа KD910B).

Основните електрически параметри на микросхемите K2US263 и K2US264:

Ориз. 21. Комутационни вериги на усилвател.

Препоръки за използване на микросхеми.Честотната зависимост и граничната честота на ниво от 0,7 V в нискочестотната област с достатъчно голяма времева константа на входната верига се определя от външния кондензатор на филтъра за отрицателна обратна връзка C2 и съпротивлението на резистора на веригата за обратна връзка R o.s в съответствие с отношенията:

Пиковите напрежения на входа на микросхемите K2US261, K2US262 не трябва да надвишават 1 V за положителна полярност и 3 V за отрицателна; на входа на микросхемите K2US263, K.2US264 - не повече от 2 V за положителна полярност и не повече от 1 V за отрицателна.

Съпротивлението на утечка R1 за входен ток в работния температурен диапазон -60 до +70°C не трябва да надвишава 3 MΩ. В диапазона на по-ниски максимални температури или при намалени изисквания към стойността на изходното напрежение съпротивлението на резистора R1 може да се увеличи с цел увеличаване на входното съпротивление на стъпалото.

Токът на утечка на входния свързващ кондензатор C1 не трябва да надвишава 0,06 μA.

За да се поддържа максимално изходно напрежение, токът на утечка на кондензатора C2 в работния температурен диапазон не трябва да надвишава 20 μA. Това изискване е изпълнено от кондензатор тип K52-1A с капацитет 470 μF, чийто ток на утечка не надвишава 10 μA при тези напрежения.

ПРАКТИЧЕСКИ СХЕМИ НА НИСКОЧЕСТОТНИ УСИЛВАТЕЛИ НА ПОЛЕВИ ТРАНЗИСТОРИ

Транзисторите с полеви ефекти обикновено се използват в усилватели във връзка с биполярни транзистори, но те могат да се използват и като активни устройства в многостъпални аудиочестотни усилватели с резистивно-капацитивно свързване. На фиг. 22 показва пример за използване на полеви транзистори в RC усилвателна верига. Веригата на този усилвател е използвана за запис на звуковите сигнали на морето. Сигналът към входа на усилвателя беше взет от пиезокерамичен хидрофон G, а кабел от типа KVD4x1.5 с дължина 500 m служи като товар на усилвателя.

Входният етап на усилвателя е направен на полеви транзистор тип KP103Zh с минимална шумова стойност. За същата цел (намаляване на шума) първите два етапа се захранват с намалено напрежение, получено с помощта на параметричния стабилизатор D1R8. Благодарение на тези мерки нивото на шума, подаден на входа в честотната лента 4 Hz-20 kHz, беше 1,5-2 μV.

За коригиране на честотната характеристика на усилвателя в по-високите честоти, съответните коригиращи кондензатори могат да бъдат свързани паралелно с резисторите R6 и R10.

За да се съгласува високият изходен импеданс на усилвателя с товар с ниско съпротивление (кабел), се използва повторител на напрежение на транзистори T4, T5, който е двустъпален усилвател с директно свързване. За да се елиминира шунтиращият ефект на резисторите на отклонение R11, R12, се въвежда положителна обратна връзка за променливия ток през веригата R13, C6. Изчислената стойност на изходното съпротивление на такъв повторител е 10 ома.

За да се тества производителността и печалбата на усилвателя, се използва генератор за калибриране, сглобен според схемата на симетричен мултивибратор. Генераторът за калибриране произвежда стабилизирани по амплитуда правоъгълни импулси с помощта на ценерови диоди D2-D5 тип D808 с честота 85 Hz, които в момента на включване на калибратора се подават през хидрофона към входа на усилвателя. Използвайки делител на напрежение през резистори R16, R17, амплитудата на импулса беше настроена на 1 mV.

Въпреки простотата на схемата на усилвателя, коефициентът на усилване се променя леко (около 2%), когато температурата на околната среда се променя в диапазона 0-40 ° C, а коефициентът на усилване при стайна температура 20 ° C е 150.

Ориз. 22. Принципна схема на хидроакустичен усилвател.

Ако изходният импеданс на първия етап на транзистора с полеви ефекти може да бъде намален толкова много, че да стане възможно използването на обикновени биполярни транзистори в следващите етапи, тогава не е икономично да се използват транзистори с полеви ефекти за по-нататъшно усилване. В тези случаи се използват усилватели, използващи полеви и биполярни транзистори.

На фиг. 23 показва принципна диаграма на нискочестотен усилвател на полеви и биполярни транзистори, който има параметри, близки до тези на тристъпален RC усилвател на полеви транзистори (фиг. 22). И така, с печалба, равна на 150, честотна характеристика на ниво 0,7 от 20 Hz до 100 kHz, стойността на максималния изходен неизкривен сигнал при R n \u003d 3 kOhm е 2 V.

Полевият транзистор Т1 (фиг. 23) е свързан по схемата с общ източник, а биполярният транзистор - по схемата с общ емитер. За да се стабилизира производителността, усилвателят е покрит с отрицателна DC обратна връзка.

На фиг. 24 показва схема на нискочестотен усилвател с директни връзки, разработена от В. Н. Семенов и В. Г. Федорин, предназначена да усилва слаби сигнали от източници с висок входен импеданс. Усилвателят не съдържа изолационни кондензатори, така че размерите му могат да бъдат малки.

Параметрите на усилвателя са както следва:

Веригата е DCF със 100% DC обратна връзка; благодарение на което се постига минимум дрейф и стабилност на режимите. DC обратната връзка се въвежда чрез нискочестотен филтър, така че долната гранична честота на усилвателя се определя от параметрите на този филтър.

За стабилизиране на усилването се използва отрицателна обратна връзка при честота на сигнала с дълбочина около 20 dB. Печалбата зависи от дълбочината на обратната връзка.

Ориз. 23. Принципна диаграма на ULF на полеви и биполярни транзистори.

Ориз. 24. Принципна схема на ULF с директни връзки.

Използването на обратна връзка прави усилвателя некритичен към промяна на захранващото напрежение и разминаване в параметрите на транзисторите и всички части, с изключение на R10 и R11. Характеристиките на схемата включват факта, че транзисторите Т3 и Т4 работят с напрежения U b.e., равни на U k.e.

Високият входен импеданс на усилвателя се постига чрез използването на полеви транзистори. При по-ниски честоти ще се определя от съпротивлението на резистора R1, при по-високи честоти от входния капацитет на веригата.

А.Г. Милехин

Литература:

1. Полеви транзистори. Физика, технология и приложение. пер. от английски. изд. А. Майорова. М., "Съветско радио", 1971 г.
2. Севин Л. Транзистори с полеви ефекти. М., "Съветско радио", 1968 г.
3. Malin VV‚ Sonin MS Параметри и свойства на полеви транзистори. М., "Енергия", 1967 г.
4. Shervin V. Причини за изкривяване в транзисторни усилватели с полеви ефекти. - "Електроника", 1966, № 25.
5. Даунс Р. Икономичен предусилвател. "Електроника", 1972, № 5.
6. Холцман Н. Елиминиране на емисии с помощта на операционен усилвател. "Електроника", 1971, № 3.
7. Gozling V. Приложение на полеви транзистори. М., "Енергия". 1970 г.
8. Де Колд. Използването на диоди за температурна стабилизация на усилването на полеви транзистор - "Електроника", 1971 г., № 12.
9. Галперин М. В., Злобин Ю. В., Павлейко В. А. Транзисторни постоянни усилватели. М., "Енергия", 1972 г.
10. Технически каталог. „Нови устройства. Полеви транзистори. хибридни интегрални схеми. Изд. Централен изследователски институт "Електроника", 74.
11. Топчилов Н. А. Хибридни линейни микросхеми с високоомен вход - Електронна индустрия, 1973, № 9.

AF oscillation amplifier е неразделна част от всяко модерно радио, радио, телевизор или магнетофон. Усилвателят е в основата на радиоразпръскването по кабел, оборудването за телеконтрол, много измервателни уреди, електронна автоматизация и компютърна техника и кибернетични устройства. Но в този разговор ще говоря за малко: за елементите и работата на транзисторните усилватели във връзка с много тясна област на радиотехниката - за усилване и преобразуване на електрическите трептения на звуковата честота в звук.

УСИЛВАТЕЛНИ СТЕПАЛА

Обичайно е да се нарича усилвателен етап транзистор с резистори, кондензатори и други части, които му осигуряват работни условия като усилвател. Усилвателят, който направихте за приемника на детектора (виж фиг. 92), беше едностъпален. Неговият транзистор може да е композитен (виж фиг. 95), но усилвателят все още ще остане едностъпален. Но едностъпален транзисторен усилвател не може да осигури достатъчно аудио усилване за възпроизвеждане на силен звук.

За силно възпроизвеждане на звукови честотни трептения, транзисторният усилвател трябва да бъде най-малко два или три етапа. В усилватели, съдържащи няколко етапа, има етапи на предварително усилване и изходни или крайни етапи. Изходното стъпало се нарича последното стъпало на усилвателя, което работи за телефони или динамична глава на високоговорител, а предварителните са всички стъпала пред него.

Задачата на един или повече етапи на предварително усилване е да повиши напрежението на звуковата честота до стойността, необходима за работата на транзистора на изходния етап. От транзистора на изходния етап се изисква да се увеличи мощността на трептенията на звуковата честота до нивото, необходимо за работата на динамичната глава.

За изходните етапи на най-простите транзисторни усилватели радиолюбителите често използват транзистори с ниска мощност, същите като в етапите на предусилвателя. Това се обяснява с желанието да се направят усилвателите по-икономични, което е особено важно за преносимите конструкции, захранвани от батерии. Изходната мощност на такива усилватели е малка - от няколко десетки до 100-150 mW, но дори и тя е достатъчна за работа на телефони или динамични глави с ниска мощност. Ако въпросът за спестяването на енергия от източници на енергия не е толкова важен, например при захранване на усилватели от електрическа осветителна мрежа, в изходните етапи се използват мощни транзистори.

Какъв е принципът на работа на усилвател, състоящ се от няколко етапа?

Виждате диаграма на прост транзисторен двустъпален AF усилвател на фиг. 173. Обмислете го внимателно. Транзисторът V1 работи в първия етап на усилвателя, транзисторът V2 работи във втория етап. Тук първият етап е етапът на предварително усилване, вторият етап е изходният етап. Между тях има разделителен кондензатор C2. Принципът на работа на всяка от каскадите на този усилвател е същият и подобен на принципа на работа на познат ви едностъпален усилвател.

Ориз. 173. Двустъпален транзисторен усилвател

Разликата е само в детайлите: товарът на транзистора V1 на първия етап е резисторът R2, а товарът на транзистора V2 на изходния етап е телефоните B1 (или, ако изходният сигнал е достатъчно силен, глава на високоговорителя). Пристрастието към основата на транзистора на първия етап се подава през резистора R1, а към основата на транзистора на втория етап - през резистора R3. И двете степени се захранват от общ източник, който може да бъде батерия от галванични клетки или токоизправител. Режимите на работа на транзисторите се задават чрез избор на резистори R1 и R3, което е обозначено със звездички на диаграмата.

Действието на усилвателя като цяло е както следва. Електрическият сигнал, приложен през кондензатора С1 към входа на първия етап и усилен от транзистора V1, от товарния резистор R2 през разделителния кондензатор С2 се подава към входа на втория етап. Тук той се усилва от транзистора V2 и телефоните B1, включени в колекторната верига на транзистора, се преобразуват в звук.

Каква е ролята на кондензатор С1 на входа на усилвателя? Той изпълнява две задачи: свободно предава променливото напрежение на сигнала към транзистора и предотвратява късо съединение на основата към емитера през източника на сигнала. Представете си, че този кондензатор не е във входната верига, а източникът на усиления сигнал е електродинамичен микрофон с ниско вътрешно съпротивление. Какво ще се случи? Чрез ниското съпротивление на микрофона, основата на транзистора ще бъде свързана към емитера. Транзисторът ще се изключи, тъй като ще работи без първоначално преднапрежение. Той ще се отвори само при отрицателни полупериоди на напрежението на сигнала. И положителните полупериоди, които затварят транзистора още повече, ще бъдат „отрязани“ от него. В резултат на това транзисторът ще изкриви усиления сигнал.

Кондензатор C2 свързва етапите на усилвателя в променлив ток. Той трябва добре да премине променливия компонент на усиления сигнал и да забави постоянния компонент на колекторната верига на транзистора на първия етап. Ако заедно с променливия компонент кондензаторът провежда и постоянен ток, режимът на работа на транзистора на изходния етап ще бъде нарушен и звукът ще се изкриви или ще изчезне напълно.

Кондензаторите, които изпълняват такива функции, се наричат ​​свързващи кондензатори, преходни или разделителни.

Входните и преходните кондензатори трябва да пропускат добре цялата честотна лента на усиления сигнал - от най-ниската до най-високата. Това изискване се изпълнява от кондензатори с капацитет най-малко 5 микрофарада. Използването на свързващи кондензатори с голям капацитет в транзисторните усилватели се обяснява с относително ниските входни съпротивления на транзисторите. Свързващият кондензатор осигурява променлив ток с капацитивно съпротивление, което ще бъде толкова по-малко, колкото по-голям е неговият капацитет. И ако то се окаже по-голямо от входното съпротивление на транзистора, върху него ще падне част от променливотоковото напрежение, повече от входното съпротивление на транзистора, което ще доведе до загуба на печалба. Капацитетът на свързващия кондензатор трябва да бъде поне 3-5 пъти по-малък от входното съпротивление на транзистора. Затова на входа се поставят големи кондензатори, както и за комуникация между транзисторните стъпала. Тук обикновено се използват електролитни кондензатори с малък размер със задължителното спазване на полярността на тяхното включване.

Това са най-характерните характеристики на елементите на двустъпален транзисторен AF усилвател.

За да фиксирам в паметта принципа на работа на транзисторен двустепенен AF усилвател, предлагам да монтирам, регулирам и тествам няколко от неговите опции в действие.

В устройствата за автоматизация натоварването на изходния етап на нискочестотния усилвател може да бъде електромагнитно реле, електродвигател или някакъв друг задвижващ механизъм. В радио или грамофонен плейър намотката на високоговорителя е натоварването.

Изходното стъпало е същото като предварителното стъпало. ULF, може да се сглоби на транзистор според обща емитерна верига. Трябва да се отбележи, че тъй като устойчивостта на натоварване R Hобикновено много по-малко от вътрешното съпротивление на колекторната верига Ref n K,мощността, която се освобождава върху товара, включен директно в колекторната верига, ще бъде много малка. За да бъде тази мощност максимално възможна е необходимо да се изпълни условието R H-R eHK,съпротивлението на натоварване трябва да бъде равно на вътрешното съпротивление на полезния източник на сигнал. За да направите това, на практика се използват съгласувателни трансформатори (фиг. 28). Подобни схеми на еднокраен транзисторен усилвател на мощност с общ емитер се използват, ако изходната мощност не надвишава 3 - 5 вата. Заредете R Hвключен чрез съгласуващ трансформатор Тр.

Същността на съвпадението е, че съпротивлението, въведено в първичната намотка на трансформатора от вторичната намотка Р Не равно на вътрешното съпротивление на колекторната верига Р ex.to. или сравним с него. Тогава за даденост Р НИ Re H, Kзадачата се свежда до определяне на коефициента на трансформация Да се.

Известно е, че U 2/U 1=W2/W 1=к, А аз 2/аз 1=W2/W 1=к. По този начин, съпротивлението, въведено в първичната верига

Ако приемем , тогава коефициентът на трансформация

т.е. трансформаторът трябва да бъде понижаващ, тъй като R n<R ext.to.

Разгледаните схеми на предварителните и изходните етапи на ULF работят в режим A. В този режим началната позиция на работната точка O се избира в средата на товарната линия CD.Амплитудата на променливата компонента на колекторния ток е по-малка от тока на покой на колектора. Работата в режим А се характеризира с минимално нелинейно изкривяване и ниска ефективност (около 40%). В този режим обикновено работят всички предварителни и нискомощни ULF изходни етапи, събрани на един транзистор или една вакуумна тръба.

В случай, че е необходимо да се получи изходна мощност над 5 W, приложете

двутактни усилватели, сглобени на два транзистора или две лампи.

Помислете за работата на такъв усилвател на транзистори (фиг. 29). Усилвателят се състои от две еднакви половини, всяка от които е подобна на усилвателя, показан на фиг. 28.

Характеристика на схемата push-pull е, че тя може да се използва в режим, при който токът на покой на колекторните вериги е близо до нула. Този режим се нарича режим B. При работа в този режим ефективността на усилвателя може да достигне 70%. Работната точка 0 'на входната характеристика трябва да бъде разположена в областта на базовите токове, близки до нула (фиг. 30, a ). В резултат на това двете половини на веригата работят последователно и всяка се отваря при действието на положителни полупериоди на входните напрежения и inx1 и inx2, тъй като те са извън фаза на 180̊. Импулсите на базовия и колекторния ток също се изместват на 180̊ (фиг. 30, b, c). В този случай в магнитната верига T p2 се образува магнитен поток, близък до синусоидален, тъй като токът i \u003d i k 1 - i k 2 преминава през първичната намотка на трансформатора (фиг. 30, d).

Когато изчислявате усилващите етапи на полупроводникови елементи, трябва да знаете много теория. Но ако искате да направите най-простия ULF, тогава е достатъчно да изберете транзистори за ток и печалба. Това е основното, все още трябва да решите в кой режим трябва да работи усилвателят. Зависи къде планирате да го използвате. В крайна сметка можете да усилите не само звук, но и ток - импулс за управление на всяко устройство.

Видове усилватели

Когато се реализират проектите на усилващи етапи на транзистори, трябва да се разгледат няколко важни въпроса. Веднага решете в кой от режимите ще работи устройството:

1. А е линеен усилвател, има ток на изхода по всяко време на работа.
2. B - токът преминава само през първия полупериод.
3. C - с висока ефективност, нелинейните изкривявания стават по-силни.
4. D и F - режими на работа на усилватели в режим "ключ" (превключвател).

Общи схеми на транзисторни усилвателни етапи:

1. С фиксиран ток в основната верига.
2. С фиксиране на напрежението в основата.
3. Стабилизиране на колекторната верига.
4. Стабилизиране на емитерната верига.
5. ULF диференциален тип.
6. Двутактови бас усилватели.

За да разберете принципа на работа на всички тези схеми, трябва поне накратко да разгледате техните характеристики.

Фиксиране на тока в основната верига

Това е най-простата схема на усилвателното стъпало, която може да се използва на практика. Поради това той се използва широко от начинаещи радиолюбители - няма да е трудно да се повтори дизайнът. Базовата и колекторната вериги на транзистора се захранват от един източник, което е предимство на конструкцията.

Но има и недостатъци - това е силна зависимост на нелинейните и линейните параметри на ULF от:

1. захранващо напрежение.
2. Степени на разсейване на параметрите на полупроводниковия елемент.
3. Температури - при изчисляване на усилващия етап трябва да се вземе предвид този параметър.

Има доста недостатъци, те не позволяват използването на такива устройства в съвременните технологии.

Стабилизиране на базовото напрежение

В режим А могат да работят усилващи етапи на биполярни транзистори. Но ако фиксирате напрежението на основата, тогава можете дори да използвате полеви работници. Само това ще фиксира напрежението не на основата, а на портата (имената на щифтовете за такива транзистори са различни). Във веригата е инсталиран полеви елемент вместо биполярен елемент, нищо не трябва да се преработва. Просто трябва да изберете съпротивлението на резисторите.

Такива каскади не се различават по стабилност, основните му параметри се нарушават по време на работа и много силно. Поради изключително лошите параметри, такава схема не се използва, вместо това е по-добре да се използват конструкции със стабилизиране на колекторните или емитерните вериги на практика.

Стабилизация на колекторната верига

Когато се използват усилващи каскадни вериги на биполярни транзистори със стабилизация на колекторната верига, се оказва, че се спестява около половината от стойността на захранващото напрежение на неговия изход. Освен това, това се случва в относително голям диапазон от захранващи напрежения. Това се прави поради факта, че има отрицателна обратна връзка.

Такива каскади се използват широко във високочестотни усилватели - UFC, UPCH, буферни устройства, синтезатори. Такива схеми се използват в предаватели (включително мобилни телефони). Обхватът на такива схеми е много голям. Разбира се, в мобилните устройства веригата се изпълнява не на транзистор, а на композитен елемент - един малък силициев кристал замества огромна верига.

Стабилизация на емитер

Тези схеми могат да бъдат намерени често, тъй като те имат ясни предимства - висока стабилност на характеристиките (в сравнение с всички описани по-горе). Причината е много голямата дълбочина на обратната връзка по ток (DC).

Усилващите етапи на биполярни транзистори, направени със стабилизиране на емитерната верига, се използват в радиоприемници, предаватели, микросхеми за увеличаване на параметрите на устройствата.

Диференциални усилвателни устройства

Диференциалното усилващо стъпало се използва доста често, такива устройства имат много висока степен на устойчивост на смущения. За да захранвате такива устройства, можете да използвате източници с ниско напрежение - това ви позволява да намалите размера. Dif-усилвател се получава чрез свързване на излъчвателите на два полупроводникови елемента към едно и също съпротивление. Схемата на "класическия" диференциален усилвател е показана на фигурата по-долу.

Такива каскади се използват много често в интегрални схеми, операционни усилватели, усилватели, FM приемници, радиотрасове на мобилни телефони и честотни смесители.

Push-Pull усилватели

Push-pull усилвателите могат да работят в почти всеки режим, но най-често се използва B. Причината е, че тези етапи са инсталирани изключително на изходите на устройствата и там е необходимо да се увеличи ефективността, за да се осигури високо ниво на ефективност . Възможно е да се реализира двутактна усилвателна схема както на полупроводникови транзистори със същия тип проводимост, така и с различни. "Класическата" двутактна схема е показана на фигурата по-долу.

Независимо от режима на работа на усилващото стъпало, се оказва, че значително намалява броя на четните хармоници във входния сигнал. Това е основната причина за широкото разпространение на подобна схема. Push-pull усилвателите често се използват в CMOS и други цифрови елементи.

Верига с обща база

Такава схема за превключване на транзистора е сравнително често срещана, тя е четириполюсна - два входа и същия брой изходи. Освен това един вход е и изход, той е свързан към "базовия" извод на транзистора. Един изход от източника на сигнал и товар (например високоговорител) са свързани към него.

За да захранвате каскада с обща основа, можете да приложите:

1. Верига за затягане на базовия ток.
2. Стабилизиране на базовото напрежение.
3. колекторна стабилизация.
4. стабилизиране на емитер.

Характеристика на схемите с обща база е много ниско входно съпротивление. То е равно на съпротивлението на емитерния преход на полупроводниковия елемент.

Обща колекторна верига

Конструкции от този тип също се използват доста често, това е мрежа с четири терминала, която има два входа и същия брой изходи. Има много прилики с веригата на усилвателя с обща база. Само в този случай колекторът е обща точка за свързване на източника на сигнала и товара. Сред предимствата на такава схема може да се открои нейното високо входно съпротивление. Поради това често се използва в нискочестотни усилватели.

За захранване на транзистора е необходимо да се използва токова стабилизация. Стабилизацията на емитер и колектор е идеална за това. Трябва да се отбележи, че такава схема не може да инвертира входящия сигнал, не усилва напрежението, поради тази причина се нарича "емитер последовател". Такива вериги имат много висока стабилност на параметрите, дълбочината на DC обратната връзка (обратна връзка) е почти 100%.

общ излъчвател

Усилвателните стъпала с общ емитер имат много голямо усилване. Именно с използването на такива схемни решения се изграждат високочестотни усилватели, използвани в съвременната техника - GSM, GPS системи, в безжичните Wi-Fi мрежи. Четириполюс (каскада) има два входа и същия брой изходи. Освен това излъчвателят е свързан едновременно с един изход на товара и източника на сигнала. За захранване на каскади с общ излъчвател е желателно да се използват биполярни източници. Но ако това не е възможно, използването на еднополярни източници е разрешено, но е малко вероятно да се постигне висока мощност.

Предусилвателни етапиГлавна информация. Предварителният усилвател усилва колебанията на напрежението или тока на източника на сигнала до стойностите, които трябва да бъдат приложени към входа на крайния етап, за да се получи дадена мощност в товара. Предусилвателят може да бъде едностъпален или многостъпален. Транзисторите в етапите на предварително усилване се включват с OE, а лампите - с общ катод, което ви позволява да получите най-голямо усилване. Включването на транзистор с OB е целесъобразно във входни стъпала, работещи от източник на сигнал с ниско вътрешно съпротивление. За да се намали нелинейното изкривяване в етапите на предварително усилване, се предпочита режим А.

• По вида на връзката между каскадите (с многостепенно изпълнение на усилватели) има усилватели с капацитивен,
• трансформатор
• галванична връзка (DC усилватели).

Усилватели с капацитивно свързване.Широко разпространени са усилватели с капацитивно или JC свързване.Те са прости по конструкция и настройка, евтини, имат стабилни характеристики, надеждни при работа, малки по размер и тегло. Типични схеми на усилвател, базирани на транзистори и капацитивно свързани лампи Честотната характеристика на капацитивно свързаното резисторно стъпало може да бъде разделена на три честотни области: ниски ниски честоти, средни средни и горни високи честоти. В нискочестотната област усилването Kn намалява (с намаляване на честотата), главно поради увеличаване на съпротивлението на междукаскадния свързващ кондензатор Ср1. Капацитетът на този кондензатор е избран достатъчно голям, което ще намали падането на напрежението върху него. Обикновено нискочестотният диапазон е ограничен от честотата fH, при която усилването намалява до 0,7 от стойността на средната честота, т.е. Kn = 0,7K0. В областта на средните честоти, които съставляват основната част от работния диапазон на усилвателя, усилването Ko е практически независимо от честотата. Във високочестотната област fB намаляването на усилването Kv се дължи на капацитета Co \u003d / \u003d Cout + Cm + Cin (където Cout е капацитетът на усилващия елемент на каскадата; Cm е капацитетът на инсталацията , Cin е капацитетът на усилващия елемент на следващата каскада). Този капацитет винаги се търси да бъде сведен до минимум, за да се ограничи токът на сигнала през него и да се осигури голямо усилване. Изчисляване на резисторното предварително усилващо стъпало. Първоначални данни: усилена честотна лента fn-fv = 100-4000 Hz, коефициент на изкривяване на честотата MH

• 1. Избор на типа транзистор. Ток на колектора на каскадата, при който се осигурява амплитудата на входния ток на следващата каскада Iin.tsl, Ik \u003d (1.25h-1.5) IEx.ref \u003d. (1.25-7-1.5) 12 \u003d 15 -5-18 mA. Да вземем Ik \u003d 15 mA. Според тока Ik и граничната честота, която трябва да бъде
• \u003d 540000 Hz \u003d 0,54 MHz, ние избираме транзистора MP41 за каскадата със следните параметри: Ik \u003d 40 mA; UKe=15 V; |3 минути = 30; pmax = 60; глад = 1 MHz.
• 2. Определяне на съпротивленията на резисторите RK и Ra. Тези съпротивления се определят въз основа на спада на напрежението върху тях. Вземаме спада на напрежението през резисторите R * и Re, съответно, 0,4 Ek и 0,2 Ek, Избираме резисторите MLT-0,25 270 Ohm и MLT-0,25 130 Ohm.
• 3. Статични изходни характеристики на напрежението между емитер и колектор на транзистора в работна точка
• kam (фиг. 94, а), определяме базовия ток Ibo \u003d 200 μA в работната точка O ". Съгласно входната статична характеристика на транзистора (фиг. 94, b) ike \u003d 5 V за Ibo \ u003d 200 μA, ние определяме напрежението на отклонение в работната точка O / Ubeo \u003d 0,22 V.
• 4. За да определим входното съпротивление на транзистора в точка O "начертаваме допирателна към входната характеристика на транзистора. Входното съпротивление се определя от тангенса на наклона на допирателната
• 5. Дефиниция на делител, преднапрежение. Съпротивлението на резистора R2 на делителя се взема от R2 = (5-15) Rin.e. Да вземем R2 \u003d 6Rin.e \u003d 6-270 \u003d 1620 Ohm. Избираме резистора MLT-0.25 1.8 kOhm според GOST. Токът на разделителя в каскадите за предварително усилване се приема като Id \u003d (3-10) Ibo \u003d (Z-10) -200 \u003d 600-2000 μA. Да вземем Id \u003d 2 mA. Съпротивлението на резистора R1 на разделителя Избираме резистора MLT-0,25 3,9 kOhm според GOST.
• 6. Изчисляване на мощностите. Капацитетът на междукаскадния комуникационен кондензатор се определя въз основа на допустимото честотно изкривяване Ms, въведено при най-ниската работна честота Капацитет на кондензатора Да вземем електролитен кондензатор с капацитет 47 μF с Uwork > DURE = 0,2 Ek = 0,2-10 = 2 V .

Трансформаторно свързани усилватели. Свързаните с трансформатор етапи на предусилвател осигуряват по-добро съвпадение на етапите на усилване в сравнение с етапите, свързани с капацитивен резистор, и се използват като обратни за подаване на сигнал към изходно стъпало с издърпване. Често като входно устройство се използва трансформатор.

Показани са диаграми на усилвателни стъпала с последователно и паралелно свързване на трансформатора. Веригата с последователно свързан трансформатор не съдържа резистор RK в колекторната верига, поради което има по-високо изходно съпротивление на етапа, равно на изходното съпротивление на транзистора, и се използва по-често. В схема с паралелно свързан трансформатор е необходим преходен кондензатор С. Недостатъкът на тази схема е допълнителната загуба на мощност на сигнала в резистора RK и намаляването на изходното съпротивление поради шунтиращия ефект на този резистор. Натоварването на етапа на трансформатора обикновено е относително ниският входен импеданс на следващия етап. В този случай за междукаскадна комуникация се използват понижаващи трансформатори с коефициент на трансформация n2 = * RB / R "H

Честотната характеристика на трансформаторно свързан усилвател има намаляване на усилването при ниските и високите честоти. В нискочестотната област намаляването на усилването на каскадата се обяснява с намаляване на индуктивното съпротивление на намотките на трансформатора, в резултат на което тяхното шунтиращо действие на входните и изходните вериги на каскадата се увеличава и усилването K = Ko / намалява. При средни честоти влиянието на реактивните елементи може да се пренебрегне. Във високочестотната област усилването се влияе от капацитета на колекторния преход Sk и индуктивността на утечка ls на намотките на трансформатора. При определена честота капацитетът Sk и индуктивността Is могат да причинят резонанс на напрежението, в резултат на което при тази честота е възможно увеличаване на честотната характеристика. Понякога това се използва за коригиране на честотната характеристика на усилвателя.